時(shí)間：2023-06-05 10:30:24
開(kāi)篇：寫(xiě)作不僅是一種記錄，更是一種創(chuàng)造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)，希望這些內(nèi)容能成為您創(chuàng)作過(guò)程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進(jìn)步。
二、參數(shù)設(shè)置相鄰導(dǎo)線間距必須能滿足電氣安全要求，而且為了便于操作和生產(chǎn)，間距也應(yīng)盡量寬些。最小間距至少要能適合承受的電壓，在布線密度較低時(shí)，信號(hào)線的間距可適當(dāng)?shù)丶哟螅瑢?duì)高、低電平懸殊的信號(hào)線應(yīng)盡可能地短且加大間距，一般情況下將走線間距設(shè)為8mil。
焊盤(pán)內(nèi)孔邊緣到印制板邊的距離要大于1mm，這樣可以避免加工時(shí)導(dǎo)致焊盤(pán)缺損。當(dāng)與焊盤(pán)連接的走線較細(xì)時(shí)，要將焊盤(pán)與走線之間的連接設(shè)計(jì)成水滴狀，這樣的好處是焊盤(pán)不容易起皮，而是走線與焊盤(pán)不易斷開(kāi)。
三、元器件布局實(shí)踐證明，即使電路原理圖設(shè)計(jì)正確，印制電路板設(shè)計(jì)不當(dāng)，也會(huì)對(duì)電子設(shè)備的可靠性產(chǎn)生不利影響。例如，如果印制板兩條細(xì)平行線靠得很近，則會(huì)形成信號(hào)波形的延遲，在傳輸線的終端形成反射噪聲；由于電源、地線的考慮不周到而引起的干擾，會(huì)使產(chǎn)品的性能下降，因此，在設(shè)計(jì)印制電路板的時(shí)候，應(yīng)注意采用正確的方法。每一個(gè)開(kāi)關(guān)電源都有四個(gè)電流回路：
(1).電源開(kāi)關(guān)交流回路
(2).輸出整流交流回路
(3).輸入信號(hào)源電流回路
(4).輸出負(fù)載電流回路輸入回路通過(guò)一個(gè)近似直流的電流對(duì)輸入電容充電，濾波電容主要起到一個(gè)寬帶儲(chǔ)能作用；類似地，輸出濾波電容也用來(lái)儲(chǔ)存來(lái)自輸出整流器的高頻能量，同時(shí)消除輸出負(fù)載回路的直流能量。所以，輸入和輸出濾波電容的接線端十分重要，輸入及輸出電流回路應(yīng)分別只從濾波電容的接線端連接到電源；如果在輸入/輸出回路和電源開(kāi)關(guān)/整流回路之間的連接無(wú)法與電容的接線端直接相連，交流能量將由輸入或輸出濾波電容并輻射到環(huán)境中去。電源開(kāi)關(guān)交流回路和整流器的交流回路包含高幅梯形電流，這些電流中諧波成分很高，其頻率遠(yuǎn)大于開(kāi)關(guān)基頻，峰值幅度可高達(dá)持續(xù)輸入/輸出直流電流幅度的5倍，過(guò)渡時(shí)間通常約為50ns。這兩個(gè)回路最容易產(chǎn)生電磁干擾，因此必須在電源中其它印制線布線之前先布好這些交流回路，每個(gè)回路的三種主要的元件濾波電容、電源開(kāi)關(guān)或整流器、電感或變壓器應(yīng)彼此相鄰地進(jìn)行放置，調(diào)整元件位置使它們之間的電流路徑盡可能短。建立開(kāi)關(guān)電源布局的最好方法與其電氣設(shè)計(jì)相似，最佳設(shè)計(jì)流程如下：
·放置變壓器
·設(shè)計(jì)電源開(kāi)關(guān)電流回路
·設(shè)計(jì)輸出整流器電流回路
·連接到交流電源電路的控制電路
·設(shè)計(jì)輸入電流源回路和輸入濾波器設(shè)計(jì)輸出負(fù)載回路和輸出濾波器根據(jù)電路的功能單元，對(duì)電路的全部元器件進(jìn)行布局時(shí)，要符合以下原則：
(1)首先要考慮PCB尺寸大小。PCB尺寸過(guò)大時(shí)，印制線條長(zhǎng)，阻抗增加，抗噪聲能力下降，成本也增加；過(guò)小則散熱不好，且鄰近線條易受干擾。電路板的最佳形狀矩形，長(zhǎng)寬比為3：2或4：3，位于電路板邊緣的元器件，離電路板邊緣一般不小于2mm。
(2)放置器件時(shí)要考慮以后的焊接，不要太密集.
(3)以每個(gè)功能電路的核心元件為中心，圍繞它來(lái)進(jìn)行布局。元器件應(yīng)均勻、整齊、緊湊地排列在PCB上，盡量減少和縮短各元器件之間的引線和連接,去耦電容盡量靠近器件的VCC。
(4)在高頻下工作的電路，要考慮元器件之間的分布參數(shù)。一般電路應(yīng)盡可能使元器件平行排列。這樣，不但美觀，而且裝焊容易，易于批量生產(chǎn)。
(5)按照電路的流程安排各個(gè)功能電路單元的位置，使布局便于信號(hào)流通，并使信號(hào)盡可能保持一致的方向。
(6)布局的首要原則是保證布線的布通率，移動(dòng)器件時(shí)注意飛線的連接，把有連線關(guān)系的器件放在一起。
(7)盡可能地減小環(huán)路面積,以抑制開(kāi)關(guān)電源的輻射干擾。
四、布線開(kāi)關(guān)電源中包含有高頻信號(hào)，PCB上任何印制線都可以起到天線的作用，印制線的長(zhǎng)度和寬度會(huì)影響其阻抗和感抗，從而影響頻率響應(yīng)。即使是通過(guò)直流信號(hào)的印制線也會(huì)從鄰近的印制線耦合到射頻信號(hào)并造成電路問(wèn)題(甚至再次輻射出干擾信號(hào))。因此應(yīng)將所有通過(guò)交流電流的印制線設(shè)計(jì)得盡可能短而寬，這意味著必須將所有連接到印制線和連接到其他電源線的元器件放置得很近。印制線的長(zhǎng)度與其表現(xiàn)出的電感量和阻抗成正比，而寬度則與印制線的電感量和阻抗成反比。長(zhǎng)度反映出印制線響應(yīng)的波長(zhǎng)，長(zhǎng)度越長(zhǎng)，印制線能發(fā)送和接收電磁波的頻率越低，它就能輻射出更多的射頻能量。根據(jù)印制線路板電流的大小，盡量加租電源線寬度，減少環(huán)路電阻。同時(shí)、使電源線、地線的走向和電流的方向一致，這樣有助于增強(qiáng)抗噪聲能力。接地是開(kāi)關(guān)電源四個(gè)電流回路的底層支路，作為電路的公共參考點(diǎn)起著很重要的作用，它是控制干擾的重要方法。因此，在布局中應(yīng)仔細(xì)考慮接地線的放置，將各種接地混合會(huì)造成電源工作不穩(wěn)定。在地線設(shè)計(jì)中應(yīng)注意以下幾點(diǎn)：
1.正確選擇單點(diǎn)接地通常，濾波電容公共端應(yīng)是其它的接地點(diǎn)耦合到大電流的交流地的唯一連接點(diǎn)，同一級(jí)電路的接地點(diǎn)應(yīng)盡量靠近，并且本級(jí)電路的電源濾波電容也應(yīng)接在該級(jí)接地點(diǎn)上，主要是考慮電路各部分回流到地的電流是變化的，因?qū)嶋H流過(guò)的線路的阻抗會(huì)導(dǎo)致電路各部分地電位的變化而引入干擾。在本開(kāi)關(guān)電源中，它的布線和器件間的電感影響較小，而接地電路形成的環(huán)流對(duì)干擾影響較大，因而采用一點(diǎn)接地，即將電源開(kāi)關(guān)電流回路（中的幾個(gè)器件的地線都連到接地腳上，輸出整流器電流回路的幾個(gè)器件的地線也同樣接到相應(yīng)的濾波電容的接地腳上，這樣電源工作較穩(wěn)定，不易自激。做不到單點(diǎn)時(shí)，在共地處接兩二極管或一小電阻，其實(shí)接在比較集中的一塊銅箔處就可以。
2.盡量加粗接地線若接地線很細(xì)，接地電位則隨電流的變化而變化，致使電子設(shè)備的定時(shí)信號(hào)電平不穩(wěn)，抗噪聲性能變壞，因此要確保每一個(gè)大電流的接地端采用盡量短而寬的印制線，盡量加寬電源、地線寬度，最好是地線比電源線寬，它們的關(guān)系是：地線＞電源線＞信號(hào)線，如有可能，接地線的寬度應(yīng)大于3mm，也可用大面積銅層作地線用,在印制板上把沒(méi)被用上的地方都與地相連接作為地線用。進(jìn)行全局布線的時(shí)候，還須遵循以下原則：
(1).布線方向：從焊接面看，元件的排列方位盡可能保持與原理圖相一致，布線方向最好與電路圖走線方向相一致，因生產(chǎn)過(guò)程中通常需要在焊接面進(jìn)行各種參數(shù)的檢測(cè)，故這樣做便于生產(chǎn)中的檢查，調(diào)試及檢修（注：指在滿足電路性能及整機(jī)安裝與面板布局要求的前提下）。
(2).設(shè)計(jì)布線圖時(shí)走線盡量少拐彎，印刷弧上的線寬不要突變，導(dǎo)線拐角應(yīng)≥90度,力求線條簡(jiǎn)單明了。
(3).印刷電路中不允許有交叉電路，對(duì)于可能交叉的線條，可以用“鉆”、“繞”兩種辦法解決。即讓某引線從別的電阻、電容、三極管腳下的空隙處“鉆”過(guò)去，或從可能交叉的某條引線的一端“繞”過(guò)去，在特殊情況下如何電路很復(fù)雜，為簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)也允許用導(dǎo)線跨接，解決交叉電路問(wèn)題。因采用單面板，直插元件位于top面，表貼器件位于bottom面，所以在布局的時(shí)候直插器件可與表貼器件交疊，但要避免焊盤(pán)重疊。
3．輸入地與輸出地本開(kāi)關(guān)電源中為低壓的DC－DC，欲將輸出電壓反饋壓器的初級(jí)，兩邊的電路應(yīng)有共同的參考地，所以在對(duì)兩邊的地線分別鋪銅之后，還要連接在一起，形成共同的地。
五、檢查布線設(shè)計(jì)完成后，需認(rèn)真檢查布線設(shè)計(jì)是否符合設(shè)計(jì)者所制定的規(guī)則，同時(shí)也需確認(rèn)所制定的規(guī)則是否符合印制板生產(chǎn)工藝的需求，一般檢查線與線、線與元件焊盤(pán)、線與貫通孔、元件焊盤(pán)與貫通孔、貫通孔與貫通孔之間的距離是否合理，是否滿足生產(chǎn)要求。電源線和地線的寬度是否合適，在PCB中是否還有能讓地線加寬的地方。注意：有些錯(cuò)誤可以忽略，例如有些接插件的Outline的一部分放在了板框外，檢查間距時(shí)會(huì)出錯(cuò)；另外每次修改過(guò)走線和過(guò)孔之后，都要重新覆銅一次。
六、復(fù)查根據(jù)“PCB檢查表”，內(nèi)容包括設(shè)計(jì)規(guī)則，層定義、線寬、間距、焊盤(pán)、過(guò)孔設(shè)置，還要重點(diǎn)復(fù)查器件布局的合理性，電源、地線網(wǎng)絡(luò)的走線，高速時(shí)鐘網(wǎng)絡(luò)的走線與屏蔽，去耦電容的擺放和連接等。
七、設(shè)計(jì)輸出輸出光繪文件的注意事項(xiàng)：
關(guān)鍵詞： 星載電源； 多路輸出開(kāi)關(guān)電源； 小型化設(shè)計(jì)； 電路設(shè)計(jì)
中圖分類號(hào)： TN710?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2014）20?0145?03
Design of satellite?borne multi?channel output DC/DC converter
ZHANG Qian， LIU Ke?cheng， WANG Wei?guo
（Lanzhou Institute of Physics， Lanzhou 730000， China）
Abstract： A satellite?borne multi?channel output DC/DC converter is introduced. The method of the power supply design can meet the needs of most of the satellite?borne multi?channel output DC/DC converters. The design characteristics of the power supply are particularly introduced. The operating principle is analyzed. The design formulas are also given. The miniaturization design of the satellite?borne DC/DC converter was optimized. It can be widely used in satellite?borne multi?channel output DC/DC converters.
Keywords： satellite?borne power supply； multi?channel output DC/DC converter； miniaturization design； circuit design
隨著我國(guó)航天事業(yè)的發(fā)展，衛(wèi)星有效載荷的數(shù)量和種類越來(lái)越多，勢(shì)必要求與之相配套的開(kāi)關(guān)電源的體積和重量進(jìn)一步減小。因此，開(kāi)關(guān)電源的小型化設(shè)計(jì)成為目前星載開(kāi)關(guān)電源研究的一個(gè)熱門課題。眾所周知，開(kāi)關(guān)電源的小型化可以從優(yōu)化電路設(shè)計(jì)和采用新工藝兩個(gè)方面入手，例如采用混合厚膜工藝可以大幅度地減小電源的體積和重量，但國(guó)產(chǎn)混合厚膜開(kāi)關(guān)電源在航天領(lǐng)域目前還處在推廣中，主要是其抗輻照性能對(duì)于高軌長(zhǎng)壽命衛(wèi)星來(lái)說(shuō)存在著一定的局限性。因此，采用表貼工藝的開(kāi)關(guān)電源在航天領(lǐng)域依然具備廣闊的市場(chǎng)。這就要求必須在電路設(shè)計(jì)上進(jìn)行優(yōu)化，以滿足星載開(kāi)關(guān)電源小型化的要求。本文介紹一種多路輸出開(kāi)關(guān)電源，它采用不同拓?fù)浣M合的方式，能夠滿足星上大部分中小功率設(shè)備的供電需求。
1 星載多路輸出開(kāi)關(guān)電源的幾種設(shè)計(jì)方案
1.1 單端反激式多路輸出開(kāi)關(guān)電源
圖1所示單端反激式多路輸出開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)思路是：考慮到星載開(kāi)關(guān)電源的磁隔離要求，采取前級(jí)自持預(yù)穩(wěn)壓，后級(jí)各路輸出進(jìn)行二次穩(wěn)壓的方式。反激式拓?fù)涞奶攸c(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)多路輸出。如果不采用二次穩(wěn)壓，次級(jí)各路輸出的電壓和負(fù)載穩(wěn)定度不會(huì)優(yōu)于±3%，很難滿足星上大部分用電設(shè)備的需求，因此，常常會(huì)在輸出端進(jìn)行二次穩(wěn)壓。常用的方法是采用三端穩(wěn)壓器進(jìn)行二次穩(wěn)壓，這樣輸出各路電壓穩(wěn)定度優(yōu)于±1%，能夠滿足星上用電設(shè)備的需求，采用三端穩(wěn)壓器進(jìn)行二次穩(wěn)壓的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是如果用電設(shè)備對(duì)低頻干擾比較敏感，那么輸出后級(jí)采用三端穩(wěn)壓器進(jìn)行二次穩(wěn)壓還能有效隔離輸入端引入的低頻干擾，保證用電設(shè)備正常工作[1]。但是單端反激式多路輸出開(kāi)關(guān)電源同樣有它的局限性，如果其中某一路輸出電流比較大，后級(jí)采用三端穩(wěn)壓器進(jìn)行二次穩(wěn)壓會(huì)造成很大的功耗，從而降低了電源的轉(zhuǎn)換效率，進(jìn)而影響了電源的工作壽命。
1.2 單端正激式多路輸出開(kāi)關(guān)電源
圖2所示單端正激式多路輸出開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)思路是：主路輸出采用閉環(huán)直接反饋控制，輔輸出采用磁鏈耦合技術(shù)以改善輔路輸出的電壓和負(fù)載穩(wěn)定度。設(shè)計(jì)上一般主路輸出功率比較大，輔路輸出功率相對(duì)比較小，即便如此輔路輸出的電壓和負(fù)載穩(wěn)定度也不會(huì)優(yōu)于±5%，而且輔路輸出的功率越大，輔路輸出的穩(wěn)定度也越差。這種方案一般設(shè)計(jì)成3路電源，路數(shù)再多輔路輸出的穩(wěn)定度就無(wú)法接受了。總體上單端正激式多路輸出開(kāi)關(guān)電源輔路輸出負(fù)載和電壓穩(wěn)定度要比單端反激式多路輸出開(kāi)關(guān)電源各路輸出負(fù)載和電壓穩(wěn)定度差。
圖1 單端反激式多路輸出
圖2 單端正激式多路輸出開(kāi)關(guān)電源
1.3 單端反激和單端正激相結(jié)合的多路輸出開(kāi)關(guān)電源
從圖3可以看出電源由反激拓?fù)浜驼ね負(fù)浣M成，考慮到電源小型化的需求，電源共用一個(gè)消浪涌電路和輸入濾波電路。反激電路組成三路小電流輸出，后級(jí)各路輸出通過(guò)三端穩(wěn)壓器進(jìn)行進(jìn)一步穩(wěn)壓，反激主變壓器上繞制的兩個(gè)輔助繞組的輸出電壓給正激電路的PWM芯片供電，由于反激電路采取了前級(jí)預(yù)穩(wěn)壓，同時(shí)給PWM芯片供電的負(fù)載電流比較小（小于100 mA）。因此反激主變壓器上的兩個(gè)輔助繞組給PWM芯片的供電電壓非常穩(wěn)定，能夠滿足在不同條件下PWM芯片的供電要求。這種方案既滿足了星用開(kāi)關(guān)電源的磁隔離要求，又避免了方案（1）中大負(fù)載電流下使用三端穩(wěn)壓器進(jìn)行二次穩(wěn)壓造成的功耗過(guò)大的問(wèn)題，同時(shí)也解決了方案（2）中的輔路輸出穩(wěn)定度不高的問(wèn)題。最大的優(yōu)點(diǎn)是這種方案不受路數(shù)上的限制，設(shè)計(jì)上可以把小電流各路全部在單端反激中輸出，大電流各路從單端正激中輸出。本文設(shè)計(jì)了一款五路輸出電源，其中18.5 V，±14.5 V負(fù)載電流小于1 A從三路反激電源中出；7.5 V，5.5 V負(fù)載電流比較大從正激電源中出，它們的PWM芯片供電電壓都是從三路反激電源的輔助繞組中輸出的。
2 關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計(jì)
技術(shù)指標(biāo)如下：輸入電壓為DC 25～33 V；開(kāi)關(guān)頻率為200 kHz；最大占空比為0.5；輸出電壓/電流為18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；轉(zhuǎn)換效率≥78%。
圖3 單端反激和正激相結(jié)合的多路輸出開(kāi)關(guān)電源
2.1 變壓器的設(shè)計(jì)
電源涉及反激電路和正激電路變壓器的設(shè)計(jì)，反激變換器的特點(diǎn)是當(dāng)主功率開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)變壓器原邊電感存儲(chǔ)能量，負(fù)載的能量從輸出濾波電路的電容處得到；而當(dāng)關(guān)斷時(shí)，變壓器原邊電感的能量將會(huì)傳送到副邊負(fù)載和它的濾波電容處，以補(bǔ)償濾波電容在開(kāi)關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)下消耗的能量[6]。具體設(shè)計(jì)如下：由于鐵氧體材料有很好的儲(chǔ)能和抑制信號(hào)傳輸過(guò)程中的尖峰和振鈴作用，因此采用這種材料作為變壓器磁芯是最好的選擇之一。綜合考慮反激電源的額定功率，轉(zhuǎn)換效率以及磁芯的窗口利用率，選擇RM8作為反激電源變壓器的磁芯。初級(jí)線圈的峰值電流為：
[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）
式中：[Uimin]為變壓器初級(jí)輸入的最小直流電壓；T為開(kāi)關(guān)電源周期；[Tonmax]為開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間；[Po]為輸出功率；η為變換效率。
初級(jí)線圈的電感為：
[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）
初級(jí)繞組的匝數(shù)為：
[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）
式中：[Sc]為磁芯有效截面積；[ΔB]為磁芯工作磁感應(yīng)強(qiáng)度。
初次級(jí)繞組匝數(shù)比為：
[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）
式中：[UD]為輸出整流二極管，[Us]為次級(jí)輸出電壓。
次級(jí)繞組匝數(shù)為：
[n12=NpNs] （5）
變壓器氣隙為：
[Ig=μrN2pScLp] （6）
式中：[Ig]的單位為mm；[μr]=4π，[Sc]的單位為mm2；[Lp]的單位為mH。按照式（1）～式（6）計(jì)算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝數(shù)為9匝；±14.5 V時(shí)匝數(shù)為7匝。給PWM芯片供電的兩個(gè)輔助繞組的匝數(shù)為6匝，變壓器氣隙為0.24 mm。
正激電路變壓器的設(shè)計(jì)同樣需要綜合考慮電源的額定功率，轉(zhuǎn)換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V選擇RM6作為變壓器磁芯，5.5 V選擇RM8作為變壓器磁芯。初級(jí)繞組匝數(shù)為：
[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）
式中：[Tonmax]的單位為s，[ΔB]的單位為T，[Sc]的單位為cm2。
次級(jí)繞組匝數(shù)為：
[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）
式中[Dmax]為最大占空比。
按照式（7）～（8）計(jì)算得：7.5 V輸出[Np]為13匝，[Ns]為10匝；5.5 V輸出[Np]為8匝，[Ns]為5匝。變壓器導(dǎo)線電流密度取7～8 A/mm2。
2.2 輸出濾波電路的設(shè)計(jì)
反激變換器由于其主變壓器初級(jí)充當(dāng)了儲(chǔ)能電感的作用，因此其輸出各路可以不要差模電感，考慮到EMC的需要，可在輸出各路增加一個(gè)共模電感，反激變換器的輸出電容可由式（9）算出。
[C≥5TsU08UoppR] （9）
式中：[Ts]為電源周期；[U0]為電源各路額定電壓；[Uopp]為輸出紋波電壓，[R]為負(fù)載電阻，工程實(shí)際中還需要考慮電源的ESR值。
按照式（9）計(jì)算得：18.5 V輸出[C≥]21 μF，14.5 V輸出[C≥]19 μF，-14.5 V輸出[C≥]7 μF。正激變換器輸出差模電感工作在連續(xù)狀態(tài)其輸出紋波電壓小，工作在非連續(xù)狀態(tài)其輸出紋波電壓大。設(shè)計(jì)上一般將額定輸出電流的設(shè)定為電感連續(xù)和非連續(xù)工作狀態(tài)的臨界點(diǎn)，得到輸出差模電感的計(jì)算公式為：
[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）
按照式（10）計(jì)算得：7.5 V輸出[L0]=57 μH，5.5 V輸出[L0]=20 μH。按照式（9）計(jì)算得各路輸出濾波電容：7.5 V輸出[C≥]169 μF，5.5 V輸出[C≥]365 μF。
2.3 關(guān)鍵點(diǎn)波形和數(shù)據(jù)
表1列出了反激電路兩個(gè)輔助繞組給正激電路PWM芯片供電的電壓在不同輸入電壓負(fù)載一定下的電壓值，表2列出了輸入電壓一定負(fù)載變化下的電壓值。
表1 不同輸入電壓負(fù)載一定下的電壓值 V
表2 輸入電壓一定負(fù)載變化下的電壓值 V
圖4 額定輸入下反激電路主開(kāi)關(guān)管漏源波形
圖5 額定輸入下7.5 V正激電路主開(kāi)關(guān)管漏源波形
3 結(jié) 論
本文介紹了一種新型的星用多路輸出開(kāi)關(guān)電源，不僅有效地解決了傳統(tǒng)星用開(kāi)關(guān)電源的一些弊病，同時(shí)在電源的小型化設(shè)計(jì)上具備一定的優(yōu)勢(shì)，在星用開(kāi)關(guān)電源的應(yīng)用上具備廣闊的前景。
圖6 額定輸入下5.5 V正激電路主開(kāi)關(guān)管漏源波形
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關(guān)鍵詞：?jiǎn)纹_(kāi)關(guān)電源快速設(shè)計(jì)
TOPSwith Ⅱ
The Way of Quick Design for Single chip Switching Power Supply Abctract:Three ends single chip switching power supply is new type switching power supply core which has been popular since 1990.This paper introduces quick design for single chip switching power supply.
Keywords:Single chip switching power supply，Quick design，Topswith Ⅱ
在設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源時(shí)，首先面臨的問(wèn)題是如何選擇合適的單片開(kāi)關(guān)電源芯片，既能滿足要求，又不因選型不當(dāng)而造成資源的浪費(fèi)。然而，這并非易事。原因之一是單片開(kāi)關(guān)電源現(xiàn)已形成四大系列、近70種型號(hào)，即使采用同一種封裝的不同型號(hào)，其輸出功率也各不相同；原因之二是選擇芯片時(shí)，不僅要知道設(shè)計(jì)的輸出功率PO，還必須預(yù)先確定開(kāi)關(guān)電源的效率η和芯片的功率損耗PD，而后兩個(gè)特征參數(shù)只有在設(shè)計(jì)安裝好開(kāi)關(guān)電源時(shí)才能測(cè)出來(lái)，在設(shè)計(jì)之前它們是未知的。
下面重點(diǎn)介紹利用TOPSwitch－II系列單片開(kāi)關(guān)電源的功率損耗（PD）與電源效率（η）、輸出功率（PO）關(guān)系曲線，快速選擇芯片的方法，可圓滿解決上述難題。在設(shè)計(jì)前，只要根據(jù)預(yù)期的輸出功率和電源效率值，即可從曲線上查出最合適的單片開(kāi)關(guān)電源型號(hào)及功率損耗值，這不僅簡(jiǎn)化了設(shè)計(jì)，還為選擇散熱器提
η/％(Uimin=85V)
中圖法分類號(hào)：TN86文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A文章編碼：02192713(2000)0948805
PO/W
供了依據(jù)。
1TOPSwitch－II的PD與η、PO關(guān)系曲線
TOPSwitch－II系列的交流輸入電壓分寬范圍輸入（亦稱通用輸入），固定輸入（也叫單一電壓輸入）兩種情況。二者的交流輸入電壓分別為Ui=85V～265V，230V±15％。
1．1寬范圍輸入時(shí)PD與η，PO的關(guān)系曲線
TOP221～TOP227系列單片開(kāi)關(guān)電源在寬范圍輸入（85V～265V）的條件下，當(dāng)UO=＋5V或者＋12V時(shí)，PD與η、PO的關(guān)系曲線分別如圖1、圖2所示。這里假定交流輸入電壓最小值Uimin=85V，最高
η/％(Uimin=85V)
η/％(Uimin=195V)
交流輸入電壓Uimax=265V。圖中的橫坐標(biāo)代表輸出功率PO，縱坐標(biāo)表示電源效率η。所畫(huà)出的7條實(shí)線分別對(duì)應(yīng)于TOP221～TOP227的電源效率，而15條虛線均為芯片功耗的等值線（下同）。
1．2固定輸入時(shí)PD與η、PO的關(guān)系曲線
TOP221～TOP227系列在固定交流輸入（230V±15％）條件下，當(dāng)UO=＋5V或＋12V時(shí)，PD與η、PO的關(guān)系曲線分別如圖3、圖4所示。這兩個(gè)曲線族對(duì)于208V、220V、240V也同樣適用。現(xiàn)假定Uimin=195V，Uimax=265V。
2正確選擇TOPSwitch－II芯片的方法
利用上述關(guān)系曲線迅速確定TOPSwitch－II芯片型號(hào)的設(shè)計(jì)程序如下：
（1）首先確定哪一幅曲線圖適用。例如，當(dāng)Ui=85V～265V，UO=＋5V時(shí)，應(yīng)選擇圖1。而當(dāng)Ui=220V(即230V－230V×4.3％)，UO=＋12V時(shí)，就只能選圖4；
（2）然后在橫坐標(biāo)上找出欲設(shè)計(jì)的輸出功率點(diǎn)位置（PO）；
（3）從輸出功率點(diǎn)垂直向上移動(dòng)，直到選中合適芯片所指的那條實(shí)曲線。如不適用，可繼續(xù)向上查找另一條實(shí)線；
（4）再?gòu)牡戎稻€（虛線）上讀出芯片的功耗PD。進(jìn)而還可求出芯片的結(jié)溫（Tj）以確定散熱片的大小；
（5）最后轉(zhuǎn)入電路設(shè)計(jì)階段，包括高頻變壓器設(shè)計(jì)，外圍元器件參數(shù)的選擇等。
下面將通過(guò)3個(gè)典型設(shè)計(jì)實(shí)例加以說(shuō)明。
例1：設(shè)計(jì)輸出為5V、300W的通用開(kāi)關(guān)電源
通用開(kāi)關(guān)電源就意味著交流輸入電壓范圍是85V～265V。又因UO=＋5V，故必須查圖1所示的曲線。首先從橫坐標(biāo)上找到PO=30W的輸出功率點(diǎn)，然后垂直上移與TOP224的實(shí)線相交于一點(diǎn)，由縱坐標(biāo)上查出該點(diǎn)的η=71.2％，最后從經(jīng)過(guò)這點(diǎn)的那條等值線上查得PD=2.5W。這表明，選擇TOP224就能輸出30W功率，并且預(yù)期的電源效率為71.2％，芯片功耗為2.5W。
若覺(jué)得η=71.2％的效率指標(biāo)偏低，還可繼續(xù)往上查找TOP225的實(shí)線。同理，選擇TOP225也能輸出30W功率，而預(yù)期的電源效率將提高到75％，芯片功耗降至1.7W。
根據(jù)所得到的PD值，進(jìn)而可完成散熱片設(shè)計(jì)。這是因?yàn)樵谠O(shè)計(jì)前對(duì)所用芯片功耗做出的估計(jì)是完全可信的。
例2：設(shè)計(jì)交流固定輸入230V±15％，輸出為直流12V、30W開(kāi)關(guān)電源。
根據(jù)已知條件，從圖4中可以查出，TOP223是最佳選擇，此時(shí)PO=30W，η=85.2％，PD=0.8W。
例3：計(jì)算TOPswitch－II的結(jié)溫
這里講的結(jié)溫是指管芯溫度Tj。假定已知從結(jié)到器件表面的熱阻為RθA(它包括TOPSwitch－II管芯到外殼的熱阻Rθ1和外殼到散熱片的熱阻Rθ2)、環(huán)境溫度為TA。再?gòu)南嚓P(guān)曲線圖中查出PD值，即可用下式求出芯片的結(jié)溫：
Tj=PD·RθA＋TA(1)
舉例說(shuō)明，TOP225的設(shè)計(jì)功耗為1.7W，RθA=20℃/W，TA=40℃，代入式（1）中得到Tj=74℃。設(shè)計(jì)時(shí)必須保證，在最高環(huán)境溫度TAM下，芯片結(jié)溫Tj低于100℃，才能使開(kāi)關(guān)電源長(zhǎng)期正常工作。
3根據(jù)輸出功率比來(lái)修正等效輸出功率等參數(shù)
3．1修正方法
如上所述，PD與η，PO的關(guān)系曲線均對(duì)交流輸入電壓最小值作了限制。圖1和圖2規(guī)定的Uimin=85V，而圖3與圖4規(guī)定Uimin=195V（即230V－230V×15％）。若交流輸入電壓最小值不符合上述規(guī)定，就會(huì)直接影響芯片的正確選擇。此時(shí)須將實(shí)際的交流輸入電壓最小值Uimin′所對(duì)應(yīng)的輸入功率PO′，折算成Uimin為規(guī)定值時(shí)的等效功率PO，才能使用上述4圖。折算系數(shù)亦稱輸出功率比（PO′/PO）用K表示。TOPSwitch－II在寬范圍輸入、固定輸入兩種情況下，K與U′min的特性曲線分別如圖5、圖6中的實(shí)線所示。需要說(shuō)明幾點(diǎn)：
（1）圖5和圖6的額定交流輸入電壓最小值Uimin依次為85V，195V，圖中的橫坐標(biāo)僅標(biāo)出Ui在低端的電壓范圍。
（2）當(dāng)Uimin′>Uimin時(shí)K>1，即PO′>PO，這表明原來(lái)選中的芯片此時(shí)已具有更大的可用功率，必要時(shí)可選輸出功率略低的芯片。當(dāng)Uimin′
（1）首先從圖5、圖6中選擇適用的特性曲線，然后根據(jù)已知的Uimin′值查出折算系數(shù)K。
（2）將PO′折算成Uimin為規(guī)定值時(shí)的等效功率PO，有公式
PO=PO′/K（2）
（3）最后從圖1～圖4中選取適用的關(guān)系曲線，并根據(jù)PO值查出合適的芯片型號(hào)以及η、PD參數(shù)值。
下面通過(guò)一個(gè)典型的實(shí)例來(lái)說(shuō)明修正方法。
例4：設(shè)計(jì)12V，35W的通用開(kāi)關(guān)電源
已知Uimin=85V，假定Uimin′=90％×115V=103.5V。從圖5中查出K=1.15。將PO′=35W、K=1.15一并代入式（2）中，計(jì)算出PO=30.4W。再根據(jù)PO值，從圖2上查出最佳選擇應(yīng)是TOP224型芯片，此時(shí)η=81.6％，PD=2W。
若選TOP223，則η降至73.5％，PD增加到5W，顯然不合適。倘若選TOP225型，就會(huì)造成資源浪費(fèi)，因?yàn)樗萒OP224的價(jià)格要高一些，且適合輸出40W～60W的更大功率。
3．2相關(guān)參數(shù)的修正及選擇
（1）修正初級(jí)電感量
在使用TOPSwitch－II系列設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源時(shí)，高頻變壓器以及相關(guān)元件參數(shù)的典型情況見(jiàn)表1，這些數(shù)值可做為初選值。當(dāng)Uimin′
查表1可知，使用TOP224時(shí)，LP=1475μH。當(dāng)K=1.15時(shí)，LP′=1.15×1475=1696μH。
表2光耦合器參數(shù)隨Uimin′的變化
最低交流輸入電壓Uimin(V) 85 195 LED的工作電流IF（mA） 3.5 5.0 光敏三極管的發(fā)射極電流IE（mA） 3.5 5.0
（2）對(duì)其他參數(shù)的影響
當(dāng)Uimin的規(guī)定值發(fā)生變化時(shí)，TOPSwitch－II的占空比亦隨之改變，進(jìn)而影響光耦合器中的LED工作電流IF、光敏三極管發(fā)射極電流IE也產(chǎn)生變化。此時(shí)應(yīng)根據(jù)表2對(duì)IF、IE進(jìn)行重新調(diào)整。
TOPSwitch－II獨(dú)立于Ui、PO的電源參數(shù)值，見(jiàn)表3。這些參數(shù)一般不受Uimin變化的影響。
表3獨(dú)立于Ui、PO的電源參數(shù)值
獨(dú)立參數(shù) 典型值 開(kāi)關(guān)頻率f(kHz) 100 輸入保護(hù)電路的箝位電壓UB(V) 200 輸出級(jí)肖特基整流二極管的正向壓降UF(V) 0.4 初始偏置電壓UFB(V) 16
引言
設(shè)計(jì)一個(gè)具有良好動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能的開(kāi)關(guān)電源時(shí)，控制環(huán)路的設(shè)計(jì)是很重要的一個(gè)部分。而環(huán)路的設(shè)計(jì)與主電路的拓?fù)浜蛥?shù)有極大關(guān)系。為了進(jìn)行穩(wěn)定性分析，有必要建立開(kāi)關(guān)電源完整的小信號(hào)數(shù)學(xué)模型。在頻域模型下，波特圖提供了一種簡(jiǎn)單方便的工程分析方法，可用來(lái)進(jìn)行環(huán)路增益的計(jì)算和穩(wěn)定性分析。由于開(kāi)關(guān)電源本質(zhì)上是一個(gè)非線性的控制對(duì)象，因此，用解析的辦法建模只能近似建立其在穩(wěn)態(tài)時(shí)的小信號(hào)擾動(dòng)模型，而用該模型來(lái)解釋大范圍的擾動(dòng)（例如啟動(dòng)過(guò)程和負(fù)載劇烈變化過(guò)程）并不完全準(zhǔn)確。好在開(kāi)關(guān)電源一般工作在穩(wěn)態(tài)，實(shí)踐表明，依據(jù)小信號(hào)擾動(dòng)模型設(shè)計(jì)出的控制電路，配合軟啟動(dòng)電路、限流電路、鉗位電路和其他輔助部分后，完全能使開(kāi)關(guān)電源的性能滿足要求。開(kāi)關(guān)電源一般采用Buck電路，工作在定頻PWM控制方式，本文以此為基礎(chǔ)進(jìn)行分析。采用其他拓?fù)涞拈_(kāi)關(guān)電源分析方法類似。
1 Buck電路電感電流連續(xù)時(shí)的小信號(hào)模型
圖1為典型的Buck電路，為了簡(jiǎn)化分析，假定功率開(kāi)關(guān)管S和D1為理想開(kāi)關(guān)，濾波電感L為理想電感（電阻為0），電路工作在連續(xù)電流模式（CCM）下。Re為濾波電容C的等效串聯(lián)電阻，Ro為負(fù)載電阻。各狀態(tài)變量的正方向定義如圖1中所示。
S導(dǎo)通時(shí)，對(duì)電感列狀態(tài)方程有
L(dil/dt)=Uin－Uo （1）
S斷開(kāi)，D1續(xù)流導(dǎo)通時(shí)，狀態(tài)方程變?yōu)?/p>
L(dil/dt)=－Uo （2）
占空比為D時(shí)，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期過(guò)程中，式（1）及式（2）分別持續(xù)了DTs和（1－D）Ts的時(shí)間（Ts為開(kāi)關(guān)周期），因此，一個(gè)周期內(nèi)電感的平均狀態(tài)方程為
L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo （3）
穩(wěn)態(tài)時(shí)，=0，則DUin=Uo。這說(shuō)明穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓是一個(gè)常數(shù)，其大小與占空比D和輸入電壓Uin成正比。
由于電路各狀態(tài)變量總是圍繞穩(wěn)態(tài)值波動(dòng)，因此，由式（3）得
L[d(il+il')/dt]=(D＋d)(Uin＋Uin')－(Uo＋Uo') （4）
式（4）由式（3）的穩(wěn)態(tài)值加小信號(hào)波動(dòng)值形成。上標(biāo)為波浪符的量為波動(dòng)量，d為D的波動(dòng)量。式（4）減式（3）并略去了兩個(gè)波動(dòng)量的乘積項(xiàng)得
L(dil'/dt)=DUin'＋dUin－Uo' （5）
由圖1，又有
iL=C(duc/dt)＋Uo/R0 （6）
Uo=Uc＋ReC(duc/dt) （7）
式（6）及式（7）不論電路工作在哪種狀態(tài)均成立。由式（6）及式（7）可得
iL＋ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(duo/dt)) （8）
式（8）的推導(dǎo)中假設(shè)Re<<Ro。由于穩(wěn)態(tài)時(shí)dil/dt=0，dUo/dt=0，由式（8）得穩(wěn)態(tài)方程為iL=Uo/Ro。這說(shuō)明穩(wěn)態(tài)時(shí)電感電流平均值全部流過(guò)負(fù)載。對(duì)式（8）中各變量附加小信號(hào)波動(dòng)量得
式（9）減式（8）得
iL+ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(dUo/dt)) （10）
將式（10）進(jìn)行拉氏變換得
iL(s)=(Uo(s)/Ro)·[(1+sCRo)/(1+sCRe)] (11)
(s)=（11）一般認(rèn)為在開(kāi)關(guān)頻率的頻帶范圍內(nèi)輸入電壓是恒定的，即可假設(shè)=0并將其代入式（5），將式（5）進(jìn)行拉氏變換得
sLiL'(s)=d(s)Uin－Uo'(s) （12）
由式（11），式（12）得
Uo'(s)/d(s)=Uin[(1+sCRe)/(s2LC+s(ReC+L/Ro)+1] （13）
iL'(s)/d(s)=[(1+sCRo)/s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]·Uin/Ro （14）
式(13)，式(14)便為Buck電路在電感電流連續(xù)時(shí)的控制－輸出小信號(hào)傳遞函數(shù)。
2 電壓模式控制（VMC）
電壓模式控制方法僅采用單電壓環(huán)進(jìn)行校正，比較簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)，可以滿足大多數(shù)情況下的性能要求，如圖2所示。
圖2中，當(dāng)電壓誤差放大器（E/A）增益較低、帶寬很窄時(shí)，Vc波形近似直流電平，并有
D=Vc/Vs （15）
d=Vc'/Vs （16）
式（16）為式（15）的小信號(hào)波動(dòng)方程。整個(gè)電路的環(huán)路結(jié)構(gòu)如圖3所示。圖3沒(méi)有考慮輸入電壓的變化，即假設(shè)Uin=0。圖3中，（一般為0）及分別為電壓給定與電壓輸出的小信號(hào)波動(dòng)；KFB=UREF/Uo，為反饋系數(shù)；誤差e為輸出采樣值偏離穩(wěn)態(tài)點(diǎn)的波動(dòng)值，經(jīng)電壓誤差放大器KEA放大后，得；KMOD為脈沖寬度調(diào)制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR為主電路增益，KPWR=/d=Uin；KLC為輸出濾波器傳遞函數(shù)，KLC=(1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。
在已知環(huán)路其他部分的傳遞函數(shù)表達(dá)式后，即可設(shè)計(jì)電壓誤差放大器了。由于KLC提供了一個(gè)零點(diǎn)和兩個(gè)諧振極點(diǎn)，因此，一般將E/A設(shè)計(jì)成PI調(diào)節(jié)器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除穩(wěn)態(tài)誤差，一般取為KLC零極點(diǎn)的1/10以下；KP用于使剪切頻率處的開(kāi)環(huán)增益以－20dB/十倍頻穿越0dB線，相角裕量略小于90°。
VMC方法有以下缺點(diǎn)：
1）沒(méi)有可預(yù)測(cè)輸入電壓影響的電壓前饋機(jī)制，對(duì)瞬變的輸入電壓響應(yīng)較慢，需要很高的環(huán)路增益；
2）對(duì)由L和C產(chǎn)生的二階極點(diǎn)（產(chǎn)生180°的相移）沒(méi)有構(gòu)成補(bǔ)償，動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢。
VMC的缺點(diǎn)可用下面將要介紹的CMC方法克服。
3 平均電流模式控制（AverageCMC）
平均電流模式控制含有電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)兩個(gè)環(huán)路，如圖4所示。電壓環(huán)提供電感電流的給定，電流環(huán)采用誤差放大器對(duì)送入的電感電流給定（Vcv）和反饋信號(hào)（iLRs）之差進(jìn)行比較、放大，得到的誤差放大器輸出Vc再和三角波Vs進(jìn)行比較，最后即得控制占空比的開(kāi)關(guān)信號(hào)。圖4中Rs為采樣電阻。對(duì)于一個(gè)設(shè)計(jì)良好的電流誤差放大器，Vc不會(huì)是一個(gè)直流量，當(dāng)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)，電感電流上升，會(huì)導(dǎo)致Vc下降；開(kāi)關(guān)關(guān)斷，電感電流下降時(shí)，會(huì)導(dǎo)致Vc上升。電流環(huán)的設(shè)計(jì)原則是，不能使Vc上升斜率超過(guò)三角波的上升斜率，兩者斜率相等時(shí)就是最優(yōu)。原因是：如果Vc上升斜率超過(guò)三角波的上升斜率，會(huì)導(dǎo)致Vc峰值超過(guò)Vs的峰值，在下個(gè)周波時(shí)Vc和Vs就可能不會(huì)相交，造成次諧波振蕩。
采用斜坡匹配的方法進(jìn)行最優(yōu)設(shè)計(jì)后，PWM控制器的增益會(huì)隨占空比D的變化而變，如圖5所示。
當(dāng)D很大時(shí)，較小的Vc會(huì)引起D較大的改變，而D較小時(shí)，即使Vc變化很大，D的改變也不大，即增益下降。所以有
d=DV'/Vs （17）
不妨設(shè)電壓環(huán)帶寬遠(yuǎn)低于電流環(huán)，則在分析電流環(huán)時(shí)Vcv為常數(shù)。當(dāng)Vc的上升斜率等于三角波斜率時(shí)，在開(kāi)關(guān)頻率fs處,電流誤差放大器的增益GCA為
GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs （18）
GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs) （19）
高頻下，將式（14）分子中的“1”和分母中的低階項(xiàng)忽略，并化簡(jiǎn)，得
iL'(s)=[d(s)Uin]/sL （20）
由式（17）及式（20）有
(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs) （21）
將式（19）與式（21）相乘，得整個(gè)電流環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為
(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s （22）
圖7
將s=2πfc代入上式，并令上式等于1時(shí)，可得環(huán)路的剪切頻率fc=fs/(2π)。因此，可將電流環(huán)等效為延時(shí)時(shí)間常數(shù)為一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的純慣性環(huán)節(jié)，如圖6所示。顯然，當(dāng)電流誤差放大器的增益GCA小于最優(yōu)值時(shí)，電流響應(yīng)的延時(shí)將會(huì)更長(zhǎng)。
GCA中一般要在fs處或更高頻處形成一個(gè)高頻極點(diǎn)，以使fs以后的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益以－40dB/dec的斜率下降，這樣雖然使相角裕量稍變小，但可以消除電流反饋波形上的高頻毛刺的影響，提高電流環(huán)的抗干擾能力。低頻下一般要加一個(gè)零點(diǎn)，使電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益變大，減小穩(wěn)態(tài)誤差。
整個(gè)環(huán)路的結(jié)構(gòu)如圖7所示。其中KEA，KFB定義如前。可見(jiàn)相對(duì)VMC而言（參見(jiàn)圖3），平均CMC消除了原來(lái)由濾波電感引起的極點(diǎn)（新增極點(diǎn)fs很大，對(duì)電壓環(huán)影響很小），將環(huán)路校正成了一階系統(tǒng),電壓環(huán)增益可以保持恒定，不隨輸入電壓Vin而變，外環(huán)設(shè)計(jì)變得更加容易。
4 峰值電流模式控制（PeakCMC）
平均CMC由于要采樣濾波電感的電流，有時(shí)顯得不太方便，因此，實(shí)踐中經(jīng)常采用一種變通的電流模式控制方法，即峰值CMC，如圖8所示。電壓外環(huán)輸出控制量（Vc）和由電感電流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通過(guò)電壓比較器進(jìn)行比較后，直接得到開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷信號(hào)（開(kāi)通信號(hào)由時(shí)鐘自動(dòng)給出），因此，電壓環(huán)的輸出控制量是電感電流的峰值給定量，由電感電流峰值控制占空比。
峰值CMC控制的是電感電流的峰值，而不是電感電流（經(jīng)濾波后即負(fù)載電流），而峰值電流和平均電流之間存在誤差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般滿載時(shí)電感電流在導(dǎo)通期間的電流增量設(shè)計(jì)為額定電流的10％左右，因此，最好情況下峰值電感電流和平均值之間的誤差也有5％，負(fù)載越輕誤差越大，特別是進(jìn)入不連續(xù)電流（DCM）工作區(qū)后誤差將超過(guò)100％，系統(tǒng)有時(shí)可能會(huì)出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象。在剪切頻率fc以下，由圖6可知平均CMC的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益可升到很高（可以>1000），電流可完全得到控制，但峰值CMC的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益只能保持在10以內(nèi)不變（峰值電流和平均值之間的誤差引起），因此，峰值CMC更適用于滿載場(chǎng)合。
峰值CMC的缺點(diǎn)還包括對(duì)噪音敏感，需要進(jìn)行斜坡補(bǔ)償解決次諧波振蕩等問(wèn)題。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的優(yōu)點(diǎn)，且容易通過(guò)脈沖電流互感器等簡(jiǎn)單辦法復(fù)現(xiàn)電感電流峰值，因此，它在Buck電路中仍然得到了廣泛應(yīng)用。
引言
目前，電子設(shè)備廣泛應(yīng)用在各種不同領(lǐng)域中，各種的電子設(shè)備都離不開(kāi)開(kāi)關(guān)電源，這些設(shè)備在運(yùn)行中會(huì)產(chǎn)生的高密度、寬頻譜的電磁信號(hào)，一些復(fù)雜的環(huán)境要求電子設(shè)備具有更高的電磁兼容性，于是關(guān)于EMC的設(shè)計(jì)方案就顯得十分重要。
一、電磁兼容性（EMC）的體系組成
電磁兼容性（EMC），其主要由電磁敏感性（EMS）和電磁干擾（EMI）組成。電子設(shè)備既要兼?zhèn)涫乖O(shè)備本身對(duì)外產(chǎn)生的噪聲較少，又要有對(duì)抗來(lái)自外部噪聲的功能。能滿足此兩項(xiàng)條件的電子設(shè)備，才能同時(shí)使用，互無(wú)干擾。電磁敏感性（EMS）指在存在電磁騷擾的情況下，裝置、設(shè)備或系統(tǒng)不能避免性能降低的能力也就是抗干擾能力；電磁干擾（EMI）指電子設(shè)備的輸出噪聲。所以電磁干擾和電磁敏感性既是一對(duì)難解難分的“冤家對(duì)頭”，又是相互關(guān)聯(lián)的矛盾統(tǒng)一體。
二、電磁兼容的基本概念
國(guó)際電工委員會(huì)（IEC）定義電磁兼容為：電磁兼容是電子設(shè)備的一種功能，電子設(shè)備在電磁環(huán)境中能完成其功能，而不產(chǎn)生不能容忍的干擾。我國(guó)頒布的電磁兼容標(biāo)準(zhǔn)中定義電磁兼容為：設(shè)備或系統(tǒng)的在其電磁環(huán)境中能正常工作且不對(duì)該環(huán)境中任何其他事物造成不能承受的電磁騷擾的能力。說(shuō)明了電磁兼容的三層意思：一是電子設(shè)備應(yīng)具有的抑制外部電磁干擾的能力；二是該電子設(shè)備所產(chǎn)生的電磁干擾應(yīng)低于規(guī)定的限度，不得影響同一電磁環(huán)境中其他電子設(shè)備的正常工作；三是任何電子設(shè)備的電磁兼容性都是可以測(cè)量的。
電磁兼容性研究的領(lǐng)域主要包括電磁干擾的產(chǎn)生與傳輸、電磁兼容的設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)、電磁干擾的診斷與抑制、電磁兼容性的測(cè)試四部分。所研究的對(duì)象有自然干擾源和人為干擾源，自然干擾源有大氣干擾源（雷電）、天電干擾源（太陽(yáng)）、熱噪聲（電阻熱噪聲），人為干擾源有電網(wǎng)、電刷、家電、點(diǎn)火系統(tǒng)、手機(jī)等。我國(guó)在該領(lǐng)域起步較晚，但也制定了電磁兼容性的標(biāo)準(zhǔn)，特別在無(wú)線電、家電、電動(dòng)工具等方面制定了規(guī)范的測(cè)量方法以及標(biāo)準(zhǔn)。
三、電磁兼容性的常見(jiàn)解決方案
目前電磁干擾（EMI）所帶來(lái)的問(wèn)題已經(jīng)是電磁兼容的主要問(wèn)題，下面就電磁干擾的產(chǎn)生原因、解決方法、以及元件選擇和電路板的制作方法做簡(jiǎn)單介紹。
1、開(kāi)關(guān)電源電磁干擾（EMI）的產(chǎn)生及解決方法
1.1開(kāi)關(guān)電源外部電磁干擾和內(nèi)部電磁干擾的產(chǎn)生原因
220V/50HZ交流電網(wǎng)或115V/400HZ交流發(fā)機(jī)電機(jī)發(fā)電機(jī)，都存在各式各樣的EMI噪聲，還有人為的EMI干擾源如各種雷達(dá)、導(dǎo)航、通信等設(shè)備的列線電發(fā)射信號(hào)，會(huì)在電源線上和電子設(shè)備的連接電纜上感應(yīng)出電磁干擾信號(hào)。
開(kāi)關(guān)電源本身工作時(shí)也會(huì)產(chǎn)生各種各樣的電磁干擾噪聲，比如線性穩(wěn)壓電源中，因整流而形成的單向脈 動(dòng)電流也會(huì)產(chǎn)生電磁干擾，開(kāi)關(guān)電源本身在功率變換時(shí)也會(huì)產(chǎn)生很強(qiáng)的EMI噪聲源，這些EMI噪聲也會(huì)嚴(yán)重影響其它電子設(shè)備的正常工作。
1.2針對(duì)EMI噪聲源采用的對(duì)策方法
常用對(duì)策就是采用無(wú)源噪聲濾波器，無(wú)源噪聲濾波器主要作用是防止外來(lái)電磁噪聲干擾電源設(shè)備本身控制電路的工作和外來(lái)電磁噪聲干擾負(fù)載工作，同時(shí)抑制電源設(shè)備本身產(chǎn)生的EMI還可以抑制由其它設(shè)備產(chǎn)生而經(jīng)過(guò)電源傳播的EMI。無(wú)源噪聲濾波器有兩種類型，一種是共模噪音，一種是差模噪音，我們把兩條交流輸入引線上傳輸電位相等相同的干擾信號(hào)稱之為差模噪音，而把交流輸入線對(duì)大地的干擾稱之為共模噪音，對(duì)于任何電源輸入線上傳導(dǎo)的EMI噪聲，都可以用差模和共模噪音來(lái)表示，一般主要是抵制共模噪聲，因?yàn)楣材Ｔ肼曉谌l域特別是高頻占主要部分而在低頻內(nèi)差模噪聲比例較大，所以應(yīng)根據(jù)實(shí)際情況設(shè)計(jì)合理的噪聲濾波器。
電源噪聲濾波器主要由共模線圈，差模電感，以及共模電容和差電容組成，其主要設(shè)計(jì)原則是選擇合理的共模電感線圈，使用磁芯有環(huán)形、巨形和U形，材料是鐵氧體，而差模電感線圈一般采用金屬粉壓磁芯，差模電容接在交流輸入線兩端安全等級(jí)分兩種，一種適合一般場(chǎng)合，另一種適用于會(huì)出現(xiàn)高的噪音峰值電壓的應(yīng)用擊倒，共模電容接在交流進(jìn)線與機(jī)殼地之間，它的容量是個(gè)重要參數(shù)，使其在額定頻率電壓漏電流小于安全規(guī)范值。
2、元器件選擇
元器件的選擇也是單板 EMC性能的主要影響因素。每種類型的電子元器件都有她自己的特性，這就需要仔細(xì)考慮設(shè)計(jì)。電子元器件的選擇方法可以來(lái)減少或者抑制EMI。
2.1器件封裝
電子元器件的封裝可以分為兩類，無(wú)鉛封裝和有鉛封裝。有鉛封裝的元器件會(huì)產(chǎn)生寄生效應(yīng)，特別是在高頻范圍中，鉛的低值電感大概是1nH/mmlead. 在終端也可以產(chǎn)生小的電容效應(yīng)，在4pf附近。因此應(yīng)當(dāng)盡可能的減少鉛的長(zhǎng)度。無(wú)鉛和表面貼的元器件相比來(lái)說(shuō)有更小的寄生效應(yīng)，首選應(yīng)當(dāng)是表面帖元器件，然后是徑向的有鉛封裝元器件，然后才是軸向的有鉛封裝元器件。
2.2電阻
要想低的寄生效應(yīng)，表面貼電阻是首選。有鉛封裝類型的電阻，選擇順序由高到低的次序是 炭膜電阻>金屬氧化膜電阻>線繞電阻。在放大電路設(shè)計(jì)中，電阻的選擇極為重要。在高頻范圍內(nèi)，由于在電阻上的感應(yīng)影響，阻抗會(huì)增大。因此，增益調(diào)整的電阻應(yīng)盡可能地放置在靠近放大電路的地方，來(lái)降低板子的感應(yīng)系數(shù)。
2.3電容
選擇合適的電容不是一件容易的事情，因?yàn)殡娙萦胁煌念愋图靶袨榉磻?yīng)。電容是解決許多 EMC問(wèn)題的重要器件，旁路電容和去耦電容應(yīng)當(dāng)在電源入口的地方盡力靠近放在一起，來(lái)濾掉高頻噪聲，去耦電容的取值大約是旁路電容的1/100到1/1000，去耦電容應(yīng)當(dāng)盡可能的靠近IC，因?yàn)閷?dǎo)線電阻會(huì)降低去耦電容的作用。
2.4電感
電感是電場(chǎng)和磁場(chǎng)的連接器件.因?yàn)榭梢院痛艌?chǎng)相互影響固有的本性，所以電感比其他元器件更敏感。和電容一樣，當(dāng)我們恰當(dāng)?shù)膽?yīng)用電感時(shí)， 它可以解決許多EMC問(wèn)題。
2.5二極管以及集成電路
二極管是最簡(jiǎn)單的半導(dǎo)體器件。結(jié)合它們獨(dú)特的個(gè)性，一些二極管可以解決或者改善有關(guān) EMI的問(wèn)題。集成電路的制作技術(shù)也會(huì)影響到設(shè)備的電磁兼容性（EMC）。
3、印刷電路板Layout技術(shù)
印刷電路板的Layout技術(shù)也是EMC性能的重要影響因素之一。PCB是系統(tǒng)中固有的一部分，所以通過(guò)PCBlayout技術(shù)來(lái)改進(jìn)EMC性能對(duì)最終產(chǎn)品不會(huì)增加任何額外的費(fèi)用。
采用常見(jiàn)的一些設(shè)計(jì)技術(shù)：例如分割、局部電源和IC的去耦、基準(zhǔn)面的射頻電流、走線分離、保護(hù)和分流走線、采用接地技術(shù)等。在這里就不一一說(shuō)明了。
摘 要：以UC3842和FQP12N60C為基礎(chǔ)設(shè)計(jì)了一款可編程序控制器專用電源。意在介紹通用開(kāi)關(guān)電源的工作原理與設(shè)計(jì)過(guò)程，并且著重介紹高頻變壓器的設(shè)計(jì)以及整板調(diào)試過(guò)程，突出以理論為基礎(chǔ)，工程設(shè)計(jì)為主導(dǎo)的設(shè)計(jì)方法。該電源經(jīng)過(guò)實(shí)際測(cè)試，符合可編程序控制器專用電源的標(biāo)準(zhǔn)。
關(guān)鍵詞：變頻器；開(kāi)關(guān)電源；UC3842
引言
現(xiàn)應(yīng)用UC3842芯片設(shè)計(jì)了一款可編程序控制器用的開(kāi)關(guān)電源，經(jīng)過(guò)大量實(shí)驗(yàn)。在輸入有很大波動(dòng)的時(shí)候，該電源也能穩(wěn)定工作。其中為CPU供電的+5V電源誤差范圍在0.1V，達(dá)到了設(shè)計(jì)目標(biāo)。而且本開(kāi)關(guān)電源也可作為其它電力電子控制設(shè)備的電源，可移植性能好。
1 設(shè)計(jì)要求
本電源利用PWM控制技術(shù)實(shí)現(xiàn)DC-DC轉(zhuǎn)換，通過(guò)FQP12N60C的電流檢測(cè)端口與控制電路要求精度最高的電源相連，當(dāng)輸入有干擾的情況下，通過(guò)調(diào)節(jié)占空比來(lái)穩(wěn)定對(duì)多路電源的輸出。
具體指標(biāo)如下：輸入：直流250V±40%，輸出：直流+24V、6A；+5V、2A。輸出全部采用共地方式，控制系統(tǒng)對(duì)電源輸出的紋波電壓小于5%。
2 原理圖功能分析與設(shè)計(jì)過(guò)程
基于UC3842和FQP12N60C所組成的開(kāi)關(guān)電源的電路原理圖。包括整流、濾波、PWM控制器等結(jié)構(gòu)。電源內(nèi)部采用單端反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，具有輸入欠電壓保護(hù)、過(guò)電壓保護(hù)、外部設(shè)定極限電流、降低最大占空比等功能。
2.1輸入側(cè)整流、濾波、保護(hù)電路設(shè)計(jì)。從AC（L）線路進(jìn)線串聯(lián)保險(xiǎn)絲（F1），起到過(guò)流保護(hù)作用。從AC（N）線路進(jìn)線串聯(lián)熱敏電阻（RT110D-9），對(duì)接通AC電源時(shí)產(chǎn)生的浪涌電流起限制作用。在熔斷器與熱敏電阻的出線端并聯(lián)壓敏電阻（VR1），對(duì)接通AC電源時(shí)產(chǎn)生的浪涌電壓起限制作用。之后并聯(lián)安規(guī)電容CX1，泄流電阻R5。防止大電容失效后漏電，危及用電人員安全。之后串聯(lián)電感，出線端并聯(lián)X2電容。然后經(jīng)過(guò)整流橋D1整流，在直流側(cè)并聯(lián)電解電容C10濾除整流后的交流分量以及諧波成份。
2.2功率管參數(shù)調(diào)整與外圍電路設(shè)計(jì)。電阻R1提供電壓前饋信號(hào)，使電流可隨電壓而降低，從而限定在高輸入電壓時(shí)的最大過(guò)載功率。電阻R2實(shí)現(xiàn)線電壓檢測(cè)。由電阻R6，電容C30，開(kāi)關(guān)管ZD1，二極管D88組成簡(jiǎn)單的RCD箝位電路。達(dá)到保護(hù)開(kāi)關(guān)管的目的。因而T1可以使用較高的初次級(jí)匝數(shù)比，以降低次級(jí)整流管D3上的峰值反向電壓。電路采用簡(jiǎn)單的齊納檢測(cè)電路來(lái)降低成本。輸出電壓穩(wěn)壓由齊納二極管（IC2）電壓及光耦合器（IC1）決定。電阻R9提供進(jìn)入齊納二極管的偏置電流，產(chǎn)生對(duì)+5V輸出電平、過(guò)壓過(guò)載和元件變化時(shí)±5%的穩(wěn)定度。
2.3高頻變壓器磁路設(shè)計(jì)。由于反激變換器對(duì)多組輸出的應(yīng)用特別有效。即單個(gè)輸入電源使用同一磁路有效地提供多個(gè)穩(wěn)定輸出。因此本文設(shè)計(jì)的開(kāi)關(guān)電源采用反激式變換結(jié)構(gòu)。高頻變壓器的設(shè)計(jì)過(guò)程主要包括：磁芯大小的選擇、最低直流輸入電壓的計(jì)算、工作時(shí)的磁通密度值的選擇等。
（1）設(shè)計(jì)參數(shù)。設(shè)計(jì)使其工作在132KHz模式下。輸入：直流250V±40%，輸出：+24V、6A；+5V、2A。
（2）功率計(jì)算。
P=24×6×1+5×2×1=154W （1）
（3）磁芯選擇。由公式（2）、（3）
Sj=0.15■=2.01cm2 （2）
P1=■=■=181.18W （3）
再由實(shí)際中輸出引腳個(gè)數(shù)等因素，查磁芯曲線可得選擇磁芯EER40。
（4）工作時(shí)的磁通密度計(jì)算。對(duì)于EER40的磁芯，振幅取其一半Bac=0.195T。
（5）原邊感應(yīng)電壓的選擇。這個(gè)值是由自己來(lái)設(shè)定的，但是這個(gè)值決定了電源的占空比。其中D為占空比，VS為原邊輸入電壓，VOR為原邊感應(yīng)電壓。D=■本文選定占空比D=0.5。
（6）計(jì)算變壓器的原邊匝數(shù)：Np=■=42匝。
（7）計(jì)算變壓器的副邊匝數(shù)。對(duì)于+5V，考慮到整流管的壓降0.7V以及繞組壓降0.6V。則副邊+5V電壓值：V2=（5+0.7+0.6）V=6.3V。
原邊繞組每匝伏數(shù)=■=■=3.57伏/匝。
則+5V副邊繞組匝數(shù)為：N5=■=1.76匝。由于副邊低壓大電流，應(yīng)避免應(yīng)用半匝線圈，考慮到E型磁芯磁路可能產(chǎn)生飽和的情況，使變壓器調(diào)節(jié)性能變差，因此取1.76的整數(shù)值2匝。計(jì)算選定匝數(shù)下的占空比輔助輸出繞組匝數(shù)，因?yàn)?5V副邊匝數(shù)取整數(shù)2匝，反激電壓小于正向電壓，新的每匝的反激電壓為6.3伏/匝。占空比必須以同樣的比率變化來(lái)維持V-S值相等。由此可得：+24V副邊繞組匝數(shù)為：N24=■=7.08匝。取整數(shù)值為7匝。
對(duì)于反饋線圈的匝數(shù)，反饋電壓是反激的，其匝數(shù)比要和幅邊對(duì)應(yīng)。NS=■=1.76匝。取整數(shù)值為2匝。
（8）確定磁芯氣隙的大小。首先求出原邊電感量（mH），根據(jù)LP=VS■則全周期TS的平均輸入電流IS=■=■=1A。
相應(yīng)的Im=■=2A，IP1=■=1A。
IP2=3IP1=3A在ton期間電流變化量i=IP2-IP1=2A，LP=VS■=150×■=0.56mH。所以電感系數(shù)Al=■=■=0.00049×■。根據(jù)所選磁芯的AL=f（lg）曲線，可求得氣隙
lg=■=■=0.45mm
（9）變壓器設(shè)計(jì)合理性檢驗(yàn)。首先利用磁感應(yīng)強(qiáng)度與直流磁密相關(guān)的關(guān)系計(jì)算直流成分Bdc。根據(jù)公式計(jì)算可以得到：Bdc=?滋H=185mT
而交流和直流磁感應(yīng)強(qiáng)度相加之和得到的磁感應(yīng)強(qiáng)度最大值Bmax=?滋H=■+Bdc=282.5mT，而從磁性材料曲線可知BS=390mT，故工作時(shí)留有余量，設(shè)計(jì)通過(guò)。
（1、煙臺(tái)德?tīng)栕钥丶夹g(shù)有限公司，山東 煙臺(tái) 264006 2、沈陽(yáng)工業(yè)大學(xué)，遼寧 沈陽(yáng) 110178）
摘 要：以UC3842和FQP12N60C為基礎(chǔ)設(shè)計(jì)了一款可編程序控制器專用電源。意在介紹通用開(kāi)關(guān)電源的工作原理與設(shè)計(jì)過(guò)程，并且著重介紹高頻變壓器的設(shè)計(jì)以及整板調(diào)試過(guò)程，突出以理論為基礎(chǔ)，工程設(shè)計(jì)為主導(dǎo)的設(shè)計(jì)方法。該電源經(jīng)過(guò)實(shí)際測(cè)試，符合可編程序控制器專用電源的標(biāo)準(zhǔn)。
關(guān)鍵詞：變頻器；開(kāi)關(guān)電源；UC3842
引言
現(xiàn)應(yīng)用UC3842芯片設(shè)計(jì)了一款可編程序控制器用的開(kāi)關(guān)電源，經(jīng)過(guò)大量實(shí)驗(yàn)。在輸入有很大波動(dòng)的時(shí)候，該電源也能穩(wěn)定工作。其中為CPU供電的+5V電源誤差范圍在0.1V，達(dá)到了設(shè)計(jì)目標(biāo)。而且本開(kāi)關(guān)電源也可作為其它電力電子控制設(shè)備的電源，可移植性能好。
1 設(shè)計(jì)要求
本電源利用PWM控制技術(shù)實(shí)現(xiàn)DC-DC轉(zhuǎn)換，通過(guò)FQP12N60C的電流檢測(cè)端口與控制電路要求精度最高的電源相連，當(dāng)輸入有干擾的情況下，通過(guò)調(diào)節(jié)占空比來(lái)穩(wěn)定對(duì)多路電源的輸出。
具體指標(biāo)如下：輸入：直流250V±40%，輸出：直流+24V、6A；+5V、2A。輸出全部采用共地方式，控制系統(tǒng)對(duì)電源輸出的紋波電壓小于5%。
2 原理圖功能分析與設(shè)計(jì)過(guò)程
基于UC3842和FQP12N60C所組成的開(kāi)關(guān)電源的電路原理圖。包括整流、濾波、PWM控制器等結(jié)構(gòu)。電源內(nèi)部采用單端反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，具有輸入欠電壓保護(hù)、過(guò)電壓保護(hù)、外部設(shè)定極限電流、降低最大占空比等功能。
2.1輸入側(cè)整流、濾波、保護(hù)電路設(shè)計(jì)。從AC（L）線路進(jìn)線串聯(lián)保險(xiǎn)絲（F1），起到過(guò)流保護(hù)作用。從AC（N）線路進(jìn)線串聯(lián)熱敏電阻（RT110D-9），對(duì)接通AC電源時(shí)產(chǎn)生的浪涌電流起限制作用。在熔斷器與熱敏電阻的出線端并聯(lián)壓敏電阻（VR1），對(duì)接通AC電源時(shí)產(chǎn)生的浪涌電壓起限制作用。之后并聯(lián)安規(guī)電容CX1，泄流電阻R5。防止大電容失效后漏電，危及用電人員安全。之后串聯(lián)電感，出線端并聯(lián)X2電容。然后經(jīng)過(guò)整流橋D1整流，在直流側(cè)并聯(lián)電解電容C10濾除整流后的交流分量以及諧波成份。
2.2功率管參數(shù)調(diào)整與外圍電路設(shè)計(jì)。電阻R1提供電壓前饋信號(hào)，使電流可隨電壓而降低，從而限定在高輸入電壓時(shí)的最大過(guò)載功率。電阻R2實(shí)現(xiàn)線電壓檢測(cè)。由電阻R6，電容C30，開(kāi)關(guān)管ZD1，二極管D88組成簡(jiǎn)單的RCD箝位電路。達(dá)到保護(hù)開(kāi)關(guān)管的目的。因而T1可以使用較高的初次級(jí)匝數(shù)比，以降低次級(jí)整流管D3上的峰值反向電壓。電路采用簡(jiǎn)單的齊納檢測(cè)電路來(lái)降低成本。輸出電壓穩(wěn)壓由齊納二極管（IC2）電壓及光耦合器（IC1）決定。電阻R9提供進(jìn)入齊納二極管的偏置電流，產(chǎn)生對(duì)+5V輸出電平、過(guò)壓過(guò)載和元件變化時(shí)±5%的穩(wěn)定度。
2.3高頻變壓器磁路設(shè)計(jì)。由于反激變換器對(duì)多組輸出的應(yīng)用特別有效。即單個(gè)輸入電源使用同一磁路有效地提供多個(gè)穩(wěn)定輸出。因此本文設(shè)計(jì)的開(kāi)關(guān)電源采用反激式變換結(jié)構(gòu)。高頻變壓器的設(shè)計(jì)過(guò)程主要包括：磁芯大小的選擇、最低直流輸入電壓的計(jì)算、工作時(shí)的磁通密度值的選擇等。
（1）設(shè)計(jì)參數(shù)。設(shè)計(jì)使其工作在132KHz模式下。輸入：直流250V±40%，輸出：+24V、6A；+5V、2A。
（2）功率計(jì)算。
P=24×6×1+5×2×1=154W （1）
（3）磁芯選擇。由公式（2）、（3）
Sj=0.15■=2.01cm2 （2）
P1=■=■=181.18W （3）
再由實(shí)際中輸出引腳個(gè)數(shù)等因素，查磁芯曲線可得選擇磁芯EER40。
（4）工作時(shí)的磁通密度計(jì)算。對(duì)于EER40的磁芯，振幅取其一半Bac=0.195T。
（5）原邊感應(yīng)電壓的選擇。這個(gè)值是由自己來(lái)設(shè)定的，但是這個(gè)值決定了電源的占空比。其中D為占空比，VS為原邊輸入電壓，VOR為原邊感應(yīng)電壓。D=■本文選定占空比D=0.5。
（6）計(jì)算變壓器的原邊匝數(shù)：Np=■=42匝。
（7）計(jì)算變壓器的副邊匝數(shù)。對(duì)于+5V，考慮到整流管的壓降0.7V以及繞組壓降0.6V。則副邊+5V電壓值：V2=（5+0.7+0.6）V=6.3V。
原邊繞組每匝伏數(shù)=■=■=3.57伏/匝。
則+5V副邊繞組匝數(shù)為：N5=■=1.76匝。由于副邊低壓大電流，應(yīng)避免應(yīng)用半匝線圈，考慮到E型磁芯磁路可能產(chǎn)生飽和的情況，使變壓器調(diào)節(jié)性能變差，因此取1.76的整數(shù)值2匝。計(jì)算選定匝數(shù)下的占空比輔助輸出繞組匝數(shù)，因?yàn)?5V副邊匝數(shù)取整數(shù)2匝，反激電壓小于正向電壓，新的每匝的反激電壓為6.3伏/匝。占空比必須以同樣的比率變化來(lái)維持V-S值相等。由此可得：+24V副邊繞組匝數(shù)為：N24=■=7.08匝。取整數(shù)值為7匝。
對(duì)于反饋線圈的匝數(shù)，反饋電壓是反激的，其匝數(shù)比要和幅邊對(duì)應(yīng)。NS=■=1.76匝。取整數(shù)值為2匝。
（8）確定磁芯氣隙的大小。首先求出原邊電感量（mH），根據(jù)LP=VS■則全周期TS的平均輸入電流IS=■=■=1A。
相應(yīng)的Im=■=2A，IP1=■=1A。
IP2=3IP1=3A在ton期間電流變化量i=IP2-IP1=2A，LP=VS■=150×■=0.56mH。所以電感系數(shù)Al=■=■=0.00049×■。根據(jù)所選磁芯的AL=f（lg）曲線，可求得氣隙
lg=■=■=0.45mm
（9）變壓器設(shè)計(jì)合理性檢驗(yàn)。首先利用磁感應(yīng)強(qiáng)度與直流磁密相關(guān)的關(guān)系計(jì)算直流成分Bdc。根據(jù)公式計(jì)算可以得到：Bdc=?滋H=185mT
而交流和直流磁感應(yīng)強(qiáng)度相加之和得到的磁感應(yīng)強(qiáng)度最大值Bmax=?滋H=■+Bdc=282.5mT，而從磁性材料曲線可知BS=390mT，故工作時(shí)留有余量，設(shè)計(jì)通過(guò)。
3 結(jié)論
24V輸出電壓波形
參考文獻(xiàn)
[1]張占松，蔡宣三.開(kāi)關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)[M].第一版.北京：電子工業(yè)出版社，1999，7.
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24V輸出電壓波形
參考文獻(xiàn)
【關(guān)鍵詞】開(kāi)關(guān)電源；LDO；OLED
1 引言
有機(jī)電激發(fā)光二極管（Organic LightEmitting Diode，OLED）由于同時(shí)具備自發(fā)光，不需背光源、對(duì)比度高、厚度薄、視角廣、反應(yīng)速度快、可用于撓曲性面板、使用溫度范圍廣、構(gòu)造及制程較簡(jiǎn)單等優(yōu)異特性，被認(rèn)為是下一代的平面顯示器新興應(yīng)用技術(shù)。OLED由非常薄的有機(jī)材料涂層和玻璃基板構(gòu)成。當(dāng)有電荷通過(guò)時(shí)這些有機(jī)材料就會(huì)發(fā)光。由于OLED具有以上特點(diǎn)，近年來(lái)，在手持紅外設(shè)備的顯示組件中，OLED已經(jīng)廣泛的取代了原有的CRT顯示組件。
2 顯示驅(qū)動(dòng)板原理介紹
OLED顯示組件由OLED屏及顯示驅(qū)動(dòng)板組成，OLED顯示屏采用北方光電的SVGA060顯示屏，該顯示屏具有視頻格式自動(dòng)檢測(cè)、自動(dòng)增益控制等特性。輸出分辨率為768×576，支持單色或彩色信號(hào)。由于顯示屏是數(shù)字視頻接口，而紅外熱像儀輸出的是模擬視頻信號(hào)，顯示驅(qū)動(dòng)板的主要作用是對(duì)熱像儀輸出的視頻信號(hào)進(jìn)行AD轉(zhuǎn)換，并提供顯示板工作所需的電源及控制串口。
3 基于TPS65053的顯示驅(qū)動(dòng)電路電源的改進(jìn)
原OLED驅(qū)動(dòng)板視頻AD采用TI公司的ADV5150，單片機(jī)采用SiliconLab公司的C8051F330。電源部分，由于該系統(tǒng)需要5V，3.3V，1.8V3個(gè)數(shù)字電源，而熱像儀給出的輸出電源只有5V，原設(shè)計(jì)中考慮到電源紋波對(duì)顯示效果的影響，對(duì)5V到3.3V和1.8V的轉(zhuǎn)換采用LT公司的微封裝LDO――LT1761ES53.3和LT1761ES51.8，顯示驅(qū)動(dòng)板的單板電流為70mA左右，加上OLED屏，總電流為100mA左右，一套OLED顯示組件的功耗為500mW左右。當(dāng)今手持設(shè)備趨于小型化、低功耗化，這樣的功耗是比較大的。因此，考慮采用開(kāi)關(guān)電源來(lái)代替LDO，完成5V到3.3V和1.8V的變換，因開(kāi)關(guān)電源的轉(zhuǎn)換效率很高，如TI公司生產(chǎn)的TPS65053，其效率可達(dá)92%以上，可有效降低顯示組件的功耗。TPS65053內(nèi)部集成2路開(kāi)關(guān)電源，輸入電壓最大值為6V，兩路DCDC可分別提供1A的驅(qū)動(dòng)能力，集成度高，單片面積小，非常適合顯示驅(qū)動(dòng)電路的使用。TPS65053的電源設(shè)計(jì)如圖2所示。
4 電源輸出紋波的壓制
考慮到輸出紋波對(duì)顯示效果的影響，需設(shè)計(jì)電路對(duì)輸出電壓的紋波進(jìn)行壓制。受制于驅(qū)動(dòng)板的實(shí)際板尺寸（26*26mm），采用輸出電容加三端濾波器進(jìn)行電源濾波，因TPS65053本身的設(shè)計(jì)原理限制，該電源的輸出紋波本身就比較小，而對(duì)輸入紋波有較大的影響，為防止其影響輸入的5V，故在輸入端也增加三端濾波器及磁珠，以抑制紋波。
5 實(shí)驗(yàn)效果
通過(guò)制板實(shí)驗(yàn)，使用開(kāi)關(guān)電源的顯示驅(qū)動(dòng)電路的單板電流為35mA左右，整套OLED顯示組件的總電流降至57mA左右，總功耗為285mW左右，相比于原顯示組件，功耗降低了約1/2。因電路設(shè)計(jì)合理，紋波抑制較為理想，3.3V與1.8V的電源輸出紋波均在50mV以下，5V的輸入紋波也沒(méi)有明顯的增加，顯示效果與原方案無(wú)明顯區(qū)別。因顯示組件的功耗大大降低，發(fā)熱明顯減少，OLED的使用壽命得以延長(zhǎng)。
目前，該顯示組件已應(yīng)用于某型便攜式紅外夜視儀和某型紅外瞄準(zhǔn)具中。紅外夜視儀為雙目設(shè)計(jì)，采用新顯示組件后，總電流由800mA左右降低到720mA左右，使用時(shí)間延長(zhǎng)了約10%；而紅外瞄準(zhǔn)具是單目設(shè)計(jì)，采用新顯示組件后，整機(jī)電流由320mA降低到275mA，使用時(shí)間延長(zhǎng)了約14%，取得了良好的應(yīng)用效果。
參考文獻(xiàn)：
[1]SVGA060.OLED及其復(fù)合視頻驅(qū)動(dòng)板使用說(shuō)明書(shū)，云南北方光電技術(shù)有限公司
關(guān)鍵詞： 煤礦用直流穩(wěn)壓電源 井下通信專用開(kāi)關(guān)電源本質(zhì)安全
1.引言
煤礦用直流穩(wěn)壓電源是保證煤礦監(jiān)控系統(tǒng)安全、有效、準(zhǔn)確工作的重要設(shè)備。它廣泛應(yīng)用于井下通訊、信號(hào)采集處理、過(guò)程監(jiān)控等環(huán)節(jié)，它的技術(shù)先進(jìn)性、功能適應(yīng)性，以及產(chǎn)品的質(zhì)量對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的可靠性和性能價(jià)格比有著重要的影響。根據(jù)資料顯示，電子設(shè)備的故障大約70%是由于電源引起的［1］。所以，直流穩(wěn)壓電源的性能將直接影響煤礦的安全生產(chǎn)。
2.通信電源系統(tǒng)及電磁兼容和防雷設(shè)計(jì)
通信電源系統(tǒng)由交流供電系統(tǒng)、直流供電系統(tǒng)和接地系統(tǒng)組成，交流供電系統(tǒng)由主用交流電源、備用交流電源、高壓開(kāi)關(guān)柜、電力降壓變壓器、低壓配電柜、低壓電容器屏和交流調(diào)壓穩(wěn)壓設(shè)備及連接饋線組成的供電總體［2］。由整流設(shè)備、直流配電設(shè)備、蓄電池組、直流變換器、機(jī)架電源設(shè)備和相關(guān)的配電線路組成的總體稱為直流供電系統(tǒng)［3］。
根據(jù)對(duì)象不同，可采取不同的供電方式，主要供電方式有：整流器獨(dú)立供電方式，也稱沒(méi)有蓄電池的直流供電方式。電信系統(tǒng)經(jīng)過(guò)整流器，從市電直接獲得直流電的供電。高頻開(kāi)關(guān)整流器，也稱無(wú)工頻變壓器整流器［4］，主要有三部分組成：主電路、控制電路和輔助電源。
電磁兼容（EMC）是表示一種狀態(tài)的特征，即各種電氣設(shè)備正常工作互不干擾，它們對(duì)其它電氣設(shè)備不產(chǎn)生電磁干擾，并具有抗外界電磁干擾的能力，因而在同時(shí)運(yùn)行時(shí)，各自的功能不受到影響，同時(shí)也不受到自然電磁現(xiàn)象［5］，如閃電雷擊的影響。
電磁騷擾分為傳導(dǎo)騷擾和輻射騷擾。
（1）騷擾限值
電源端口傳導(dǎo)騷擾值。當(dāng)采用準(zhǔn)峰值檢波測(cè)試儀所測(cè)試的騷擾值不大于平均值限值時(shí)，則認(rèn)為受試單元滿足了兩種極限值，就不必在用平均值檢波測(cè)試儀進(jìn)行測(cè)試。如果測(cè)試儀上所示讀數(shù)在極限值附近波動(dòng)，則讀數(shù)的觀察時(shí)間不少于15s，記錄最高讀數(shù)，孤立的瞬間高值讀數(shù)忽略不計(jì)。電信電源設(shè)備信號(hào)/控制端口的傳導(dǎo)騷擾限值待定。
（2）輻射騷擾限值
在電源系統(tǒng)中經(jīng)常受到過(guò)電壓的干擾，過(guò)電壓產(chǎn)生于下列主要原因。
（1）雷電過(guò)電壓，包括受直擊雷和感應(yīng)雷產(chǎn)生的雷電過(guò)電壓。
（2）電源系統(tǒng)內(nèi)部過(guò)電壓，包括工頻過(guò)電壓、操作過(guò)電壓和諧波過(guò)電壓。
按照YD5078―98通信行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)《通信工程電源系統(tǒng)防雷技術(shù)規(guī)定》根據(jù)電源設(shè)備安裝地點(diǎn)條件和額定工作電壓的不同，在電信工程中，電源系統(tǒng)按耐雷電沖擊指標(biāo)分為5類。氧化鋅壓敏電阻是電信電源設(shè)備主要采用的避雷器，由于它性能優(yōu)越、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、小型可靠，得到廣泛應(yīng)用，并有替代過(guò)去使用閥式避雷器的趨勢(shì)。壓敏電阻的規(guī)格以壓敏電阻值和耐流能力表示。主要技術(shù)指標(biāo)有沖擊擊穿電壓、殘壓和耐流能力，與放電管比較，響應(yīng)速度快，耐流能力可達(dá)10 K（8/20 μs電流波形）。
作為本質(zhì)安全防爆開(kāi)關(guān)電源，其設(shè)計(jì)和評(píng)價(jià)本質(zhì)安全電路的基本依據(jù)是電火花的最小點(diǎn)燃能量。當(dāng)電路中的電火花能量達(dá)到一定數(shù)量級(jí)時(shí)，將會(huì)引燃爆炸性混合物，造成不可估量的損失。因此，在設(shè)計(jì)本質(zhì)安全防爆開(kāi)關(guān)電源時(shí)，必須嚴(yán)格按照本質(zhì)安全防爆的要求進(jìn)行設(shè)計(jì)，也就是其放電火花能量不能大于最小點(diǎn)燃能量。
3.電信電源設(shè)備和系統(tǒng)的可靠性分析
可靠性就是在規(guī)定的條件下和規(guī)定的時(shí)間區(qū)間內(nèi)完成規(guī)定功能的能力。可靠性對(duì)于電信十分重要，這是因?yàn)殡娦旁O(shè)備乃至由它構(gòu)成的電信系統(tǒng)日趨電子化，電信設(shè)備乃至由它構(gòu)成的電信系統(tǒng)越復(fù)雜，出現(xiàn)故障的概率越高。
可靠度，產(chǎn)品在規(guī)定的條件下，規(guī)定的時(shí)間內(nèi)，完成規(guī)定功能的能力的概率稱為該產(chǎn)品的可靠度。
（1）平均失效率
λ（t）==
將上式改寫(xiě)成微分方式，得到：
λ（t）=-
（2）平均壽命與平均維修時(shí)間。使用壽命是產(chǎn)品在規(guī)定的條件下從規(guī)定時(shí)刻開(kāi)始，到失效密度變到不可接受或產(chǎn)品的故障被認(rèn)為不可修理時(shí)的時(shí)間區(qū)間。
根據(jù)可靠度的定義，一種產(chǎn)品在t時(shí)刻內(nèi)正常工作的概率為R（t），則按照統(tǒng)計(jì)理論，該產(chǎn)品壽命的數(shù)學(xué)期望值亦即使用壽命T可表示為：
T=?蘩R（t）dt=?蘩edt=
電信電源系統(tǒng)的可靠性估算。
對(duì)于電源系統(tǒng)，則要根據(jù)具體的電路結(jié)構(gòu)、構(gòu)成系統(tǒng)各種電源設(shè)備在考察情況下的可靠性用估算的方法估算其可靠性。為此，必須把物理結(jié)構(gòu)的供電系統(tǒng)圖，改變成表示構(gòu)成電源系統(tǒng)的各個(gè)部分在電路中關(guān)于可靠性的邏輯關(guān)系的方框圖。其供電方框圖如圖1所示。
（1）交流電源部分的穩(wěn)態(tài)不可用度U和平均恢復(fù)前時(shí)間MTTR。二類市電的年穩(wěn)態(tài)不可用度應(yīng)小于3×10，平均故障持續(xù)時(shí)間應(yīng)不大于6h；柴油發(fā)電機(jī)組運(yùn)行過(guò)程中的故障率極低，其平均失效間隔時(shí)間MTBF應(yīng)不小于600 h，遠(yuǎn)低于啟動(dòng)失敗率，可靠性估算中可予忽略。由于市電與柴油發(fā)電機(jī)組并聯(lián)，再與交流配電屏串來(lái)聯(lián)，先計(jì)算并聯(lián)柴油發(fā)電機(jī)組的U。
計(jì)算市電與柴油發(fā)電機(jī)組并聯(lián)的MTTR為：
MTTR===0.462
由于市電與柴油發(fā)電機(jī)組并聯(lián)后，再與交流配電屏串聯(lián)，故交流電源部分的平均恢復(fù)前時(shí)間MTTR為：
MTTR=
==0.534
（2）整流器以前部分的穩(wěn)態(tài)不可用度U和平均恢復(fù)前時(shí)間MTTR。首先計(jì)算兩臺(tái)整流器并聯(lián)的穩(wěn)態(tài)不可用度Uzs。
單臺(tái)整流器的平均失效間隔時(shí)間MTBF為5×10 h。由以下公式可求出單臺(tái)整流器的MTTR：
U=
MMTR==0.33（h）
由于兩臺(tái)整流器并聯(lián)，故：
MTTR=×0.33=0.165（h）
交流電源部分與整流器串聯(lián)，故整流器以前部分的穩(wěn)態(tài)不可用度U為：
U=U+U=4×10+ 4.356×10≈ 4×10
整流器以前部分的MTTR為：
MTTR=
==0.534
4.主電路設(shè)計(jì)
4.1充放電控制電路的設(shè)計(jì)
系統(tǒng)選擇的STSR12M7.0AT型蓄電池在使用時(shí)要防止過(guò)充電和過(guò)放電，一般限制在±10%左右的額定電壓以內(nèi)。對(duì)于12 V的鉛酸蓄電池，其充電電壓最高為13.2 V，最低放電電壓為10.8 V，三個(gè)12 V鉛酸蓄電池串聯(lián)使用時(shí)，則最高充電電壓為39.6V，最低放電電壓為32.4 V。
4.2DC/DC變換器的設(shè)計(jì)
AC/DC是交流和直流連接部，此時(shí)的額定電壓為220/380ACV，模擬雷電壓沖擊波電壓峰值為2.5kV（1.2/50μs），模擬雷電流沖擊波電流峰值為1.25 kA（8/20 μs）。選擇相應(yīng)的避雷器產(chǎn)品滿足其要求［6］。
單片開(kāi)關(guān)式集成穩(wěn)壓器被譽(yù)為新型高效節(jié)能穩(wěn)壓電源，其電源效率可達(dá)90%以上。由于它把開(kāi)關(guān)電源所需的基準(zhǔn)電壓源、鋸齒波發(fā)生器、脈寬調(diào)制器（PWM）、功率輸出級(jí)（即開(kāi)關(guān)功率管）和各種保護(hù)電路全部集成在芯片中，實(shí)現(xiàn)了單片集成化，因此它在各種開(kāi)關(guān)電源中的集成度最高、功能最全、性能優(yōu)良而電路非常簡(jiǎn)單［7］。
5.結(jié)語(yǔ)
煤礦用直流穩(wěn)壓電源是保證煤礦監(jiān)控系統(tǒng)安全、有效、準(zhǔn)確工作的重要設(shè)備。長(zhǎng)期以來(lái)一直是井下監(jiān)控系統(tǒng)穩(wěn)定、可靠工作的關(guān)鍵所在。它廣泛應(yīng)用于井下通訊、信號(hào)采集處理、過(guò)程監(jiān)控等環(huán)節(jié)，它的技術(shù)先進(jìn)性、功能適應(yīng)性，以及產(chǎn)品的質(zhì)量對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的可靠性和性能價(jià)格比有著重要的影響。
本文創(chuàng)新點(diǎn)：針對(duì)煤礦井下濕度大、礦塵大、電磁干擾大，以及空間小、工作場(chǎng)所分散等這些特殊要求，設(shè)計(jì)了井下通信專用開(kāi)關(guān)電源，符合本質(zhì)安全型輸出的要求，特別是本質(zhì)安全信號(hào)在傳輸電纜斷裂等各種故障情況下，均不能導(dǎo)致燃燒和爆炸事故的發(fā)生。還可在75%―115%的輸入電壓范圍內(nèi)能穩(wěn)定工作，并有足夠的功率輸出，滿足不間斷供電，安裝使用也比較方便，可靠性和供電質(zhì)量都非常高。
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關(guān)鍵詞：電流控制方式；PWM；開(kāi)關(guān)電源；設(shè)計(jì)
隨著國(guó)家政策的傾斜，我國(guó)電力的發(fā)展越來(lái)越快，對(duì)開(kāi)關(guān)電源性能的要求也越來(lái)越高。基于電流控制方式的PWM開(kāi)關(guān)電源是一種高精度控制的形式，利用該設(shè)計(jì)形式可以保證配電系統(tǒng)輸出電壓、電流的穩(wěn)定性，由此確保整個(gè)供配電系統(tǒng)具備相對(duì)較好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性和輸出穩(wěn)定性。下面，主要針對(duì)基于電流控制方式的PWM開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)展開(kāi)討論，以便可以實(shí)現(xiàn)更好的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)。
1 開(kāi)關(guān)電源的控制方式
開(kāi)關(guān)電源的實(shí)質(zhì)是完成DC-DC變換過(guò)程的一套系統(tǒng)，其構(gòu)成部件主要涉及主電路和控制電路兩個(gè)方面。由于PWM電流控制開(kāi)關(guān)電源使其開(kāi)關(guān)動(dòng)作始終受到固定脈沖波控制，所以它的脈寬也將根據(jù)負(fù)載與輸入電壓值的變化而變化。基于電流控制方式的PWM開(kāi)關(guān)電源的電路控制須依仗開(kāi)關(guān)控制通斷，從而實(shí)現(xiàn)利用輸出電壓調(diào)節(jié)并控制主電路的整體工作。究其控制的參數(shù)而言，開(kāi)關(guān)電源控制的方式主要涉及電路模式和電壓模式兩種。電流模式則涉及平均電流模式和峰值電流模式兩種，且電流模式在實(shí)現(xiàn)高精度跟蹤電流設(shè)定值方面具有良好效果，且對(duì)電流放大裝置具有增益效果，并能在任何一套電路中實(shí)現(xiàn)拓?fù)鋺?yīng)用。與此同時(shí)，平均電流模式不需要斜坡補(bǔ)償，因而在PWM開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中可以優(yōu)先考慮選用平均電流控制模式。
2 基于電流控制方式的PWM開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)
2.1 設(shè)計(jì)思路
基于電流控制方式的PWM開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)根本是將電壓電流的平均值設(shè)定為電流控制內(nèi)涵的控制信號(hào)，然后利用控制信號(hào)實(shí)現(xiàn)對(duì)整個(gè)開(kāi)關(guān)電源的控制。在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，電感電流的積分值和電流的平均值呈正比關(guān)系。因此，利用控制電流積分值可以有效控制電感電流的平均值。比如，于Buck型開(kāi)關(guān)電源內(nèi)設(shè)定恒定的輸入電壓，也就是說(shuō)明它可以完全忽略輸出電壓紋波。利用電流控制環(huán)路可增加部分調(diào)解積分的電流誤差放大裝置，即可完成對(duì)平均電流的控制。于某個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，也可利用電流誤差放大裝置對(duì)電路輸入端電壓并確定平均電流值，利用對(duì)電阻電壓信號(hào)的檢測(cè)取樣又可取得電感電流的實(shí)際值。然后，將以上取得的電感電流實(shí)際值輸送到電路誤差放大裝置，使得電感引起的高頻達(dá)到極點(diǎn)，從而實(shí)現(xiàn)電流高頻噪聲的有效抑制。與此同時(shí)，計(jì)算比例積分，且選用適宜的電路參數(shù)，即可保障整個(gè)電路具備良好的穩(wěn)定性。
2.2 系統(tǒng)建模
基于電流控制方式的PWM開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)應(yīng)以維持輸出電壓或輸出電流的穩(wěn)定為前提條件，利用負(fù)反饋控制和Buck型電路作為建模基礎(chǔ)。與采用峰值電流模式的PWM開(kāi)關(guān)電源相比而言，平均電流模式還需在開(kāi)關(guān)電源中配置一套電流調(diào)節(jié)裝置。另外，電路系統(tǒng)功率控制應(yīng)構(gòu)建一種功率級(jí)模型，該模型包括多組輸出變量與輸出變量，其主要目的在于獲取占空比于輸出電壓或電感電流之間的相互控制關(guān)系，也能掌握輸入電壓于以上二者參數(shù)之間的相互作用關(guān)系。當(dāng)前，不同種開(kāi)關(guān)電源的主電路連接形式有所不同，不同物理量的相互關(guān)系于功率級(jí)電路內(nèi)仍然維持原狀。因此，可利用開(kāi)關(guān)級(jí)等效電路嵌入PWM開(kāi)關(guān)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的方式構(gòu)建功率級(jí)模型。然后，又可在功率級(jí)模型的基礎(chǔ)之上對(duì)控制回路予以建模。控制回路則主要由電流檢測(cè)部件、電流調(diào)節(jié)裝置、電壓調(diào)節(jié)裝置、電阻分壓裝置和占空比調(diào)制裝置組成。電流檢測(cè)部件則由電流檢測(cè)放大裝置和電感元件以串聯(lián)方式構(gòu)成，可實(shí)現(xiàn)閉環(huán)變壓的放大功用。電流調(diào)節(jié)裝置則由電阻電容網(wǎng)與運(yùn)放系統(tǒng)構(gòu)成，可接收電流檢測(cè)部件兩組輸入信號(hào)，且同時(shí)又能利用電流信號(hào)運(yùn)算實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)電流的作用。控制回路內(nèi)仍需通過(guò)占空比調(diào)制裝置來(lái)接收調(diào)節(jié)裝置運(yùn)算數(shù)據(jù)并得到輸出電壓值和斜坡輸入電壓值，最后可以獲知占空比變量和電壓信號(hào)二者之間的聯(lián)系。在該環(huán)節(jié)中，電流的斜率與幅度將發(fā)生較大的變化，因而可以完全實(shí)現(xiàn)對(duì)電流的有效控制。同時(shí)，利用運(yùn)算獲得的模塊傳遞函數(shù)便可構(gòu)建起平均電流控制模型下的PWM開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)模型。
另外，若電壓環(huán)處于開(kāi)路狀態(tài)下，可應(yīng)用Ti（s）來(lái)定義電流環(huán)開(kāi)環(huán)環(huán)路電流的增益?zhèn)鬟f函數(shù)。在分析電流增益函數(shù)以后，可為系統(tǒng)電流調(diào)節(jié)裝置的整個(gè)回路提供有價(jià)值的參數(shù)依據(jù)，從而保證電路系統(tǒng)的穩(wěn)定性和高效性。電壓負(fù)反饋環(huán)在斷開(kāi)狀態(tài)下，電流環(huán)路的增益可由Ti（s）=TpiR1GCL（s）Fm公式計(jì)算。電壓環(huán)處于斷開(kāi)或電流環(huán)處于閉合狀態(tài)下，輸入信號(hào)則為控制電壓V0，輸出信號(hào)則為負(fù)載電壓V0，且控制電壓則為控制負(fù)載電壓。由已構(gòu)建的系統(tǒng)模型可實(shí)現(xiàn)電流環(huán)路的低頻增益、相位裕度和截止頻率的具體反映，也可提升整個(gè)電路系統(tǒng)的高精度控制。同時(shí)，在設(shè)計(jì)實(shí)際電路系統(tǒng)中，通過(guò)對(duì)應(yīng)實(shí)際電路的構(gòu)造結(jié)構(gòu)與模型環(huán)節(jié)便能確保整個(gè)電路系統(tǒng)設(shè)計(jì)的高精度控制。
2.3 仿真分析
本節(jié)仿真分析的主要目的在于對(duì)已構(gòu)建系統(tǒng)模型的精度控制予以驗(yàn)證，利用Matlab數(shù)學(xué)模型繪制系統(tǒng)控制電壓于輸出電壓的傳遞函數(shù)Bode圖形。利用以上方式，即可設(shè)計(jì)出一組30V/50全橋開(kāi)關(guān)電源，其開(kāi)關(guān)的頻率則為20kHz，而輸入電壓的變化率可保證處于±10%范圍內(nèi)。同時(shí)，開(kāi)關(guān)電源濾波電容約為1000Μf，濾波電感則為1Μh。通常情況下，開(kāi)關(guān)電源的相角不小于45°，因而可以保證電路系統(tǒng)的良好穩(wěn)定性。與此同時(shí)，電路系統(tǒng)在穿越頻率方面較高，因而保證了電路系統(tǒng)具有良好的高效性。另外，電路系統(tǒng)外部存在干擾電壓，整個(gè)電路系統(tǒng)的輸出電壓將繼續(xù)維持穩(wěn)定。最終，我們所設(shè)計(jì)的基于電流控制方式的PWM開(kāi)關(guān)電源是一種兼具穩(wěn)定性與高效性的元件，只有具備良好的系統(tǒng)穩(wěn)定性和高效性才能確保整個(gè)電路系統(tǒng)具有應(yīng)有的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特征。
3 結(jié)束語(yǔ)
隨著我國(guó)電力需求日益增加以及電力市場(chǎng)不斷完善，開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)工作逐步趨于完善。基于電流控制方式的PWM開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)可獲取一種以平均電流PWM開(kāi)關(guān)電源建模方案，在其設(shè)計(jì)過(guò)程中通過(guò)功率級(jí)傳遞函數(shù)構(gòu)建與之相應(yīng)的數(shù)學(xué)仿真模型，并通過(guò)Matalb對(duì)響應(yīng)的數(shù)學(xué)仿真模型予以驗(yàn)證，并根據(jù)該模型完成系統(tǒng)設(shè)計(jì)。經(jīng)系統(tǒng)建模、仿真分析兩個(gè)重要步驟得出的平均電流PWM開(kāi)關(guān)電源具備良好的系統(tǒng)穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)響應(yīng)特征，可以滿足各類電路系統(tǒng)的需求，希望借此論文為廣大同行朋友提供一些可供參考的依據(jù)。
參考文獻(xiàn)
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摘 要： 由于傳統(tǒng)的單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源節(jié)能控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)不完善，可靠性和抗干擾能力均偏低。因此，構(gòu)建可靠性和抗干擾能力較高的單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源節(jié)能控制系統(tǒng)，該系統(tǒng)由節(jié)能控制模塊和單片機(jī)監(jiān)控模塊組成。節(jié)能控制模塊由濾波器、脈沖寬度調(diào)制電路和變壓器組成。濾波器將單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源中初始直流電的不正常波形除去，再經(jīng)由脈沖寬度調(diào)制電路將其轉(zhuǎn)換成方型波，并輸出到變壓器中進(jìn)行單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源的節(jié)能控制，最終使其以低能耗直流電的形式輸出到單片機(jī)監(jiān)控模塊。單片機(jī)監(jiān)控模塊為低能耗直流電提供數(shù)據(jù)顯示功能，并對(duì)單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)控。軟件給出系統(tǒng)對(duì)節(jié)能控制模塊的控制流程圖，以及檢測(cè)單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源是否需要進(jìn)行節(jié)能控制的代碼。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)具有較高的可靠性和抗干擾能力。
關(guān)鍵詞： 單片機(jī)； 開(kāi)關(guān)電源； 節(jié)能控制； 單片機(jī)監(jiān)控模塊
中圖分類號(hào)： TN86?34； TP277 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2017）02?0141?04
Abstract： Since the design of the traditional switching power supply energy?saving control system based on single chip microcomputer （SCM） is imperfect， and its reliability and anti?interference ability are poor， an SCM?based switching power supply energy?saving control system with high reliability and anti?interference ability was constructed. The system is composed of the energy?saving control module and SCM monitoring module. The energy?saving control module is composed of the filter， pulse width modulation circuit and transformer. The filter is used to remove the initial DC′s abnormal waveform from SCM?based switching power supply， convert it into the square waveform through the pulse width modulation circuit， and then output it to the transformer for energy?saving control of SCM?based switching power supply. Finally， the current is output to the SCM monitoring module in the form of low energy consumption DC. The SCM monitoring module provides the data display function for the low?energy consumption DC and monitors the SCM?based switching power supply in real time. The control flow chart of the system′s energy?saving control module， and the codes to detect whether the SCM?based switching power supply needs energy?saving control are given in software part. The experimental result shows that the designed system has high reliability and anti?interference ability.
Keywords： single chip microcomputer； switching power supply； energy?saving control； SCM monitoring module
0 引 言
近年來(lái)，單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源以其高效、便于攜帶以及控制效果明顯等特點(diǎn)，得到使用者的一致好評(píng)[1?3]。然而，在大力提倡“節(jié)能減排”的當(dāng)今社會(huì)，使用者開(kāi)始關(guān)注單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源的能耗問(wèn)題。由于傳統(tǒng)的單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源節(jié)能控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)不完善，可靠性和抗干擾能力均偏低[4?6]。因此，構(gòu)建出一種可靠性和抗干擾能力均高的單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源節(jié)能控制系統(tǒng)，是使用者關(guān)注的重點(diǎn)。以往研究的單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源節(jié)能控制系統(tǒng)均存在一定的問(wèn)題，文獻(xiàn)[7]提出基于可控硅整流器的單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源節(jié)能控制系統(tǒng)，該系統(tǒng)利用可控硅整流器轉(zhuǎn)換單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源的初始電流，以實(shí)現(xiàn)對(duì)單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源的節(jié)能控制。但該系統(tǒng)的噪音大，可靠性不高。文獻(xiàn)[8]提出IGBT單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源節(jié)能控制系統(tǒng)，該系統(tǒng)通過(guò)提高單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源的工作效率，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對(duì)單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源的節(jié)能控制。但I(xiàn)GBT受環(huán)境因素的影響較大，導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)的抗干擾能力較弱。文獻(xiàn)[9]提出PWM單片機(jī)開(kāi)關(guān)源節(jié)能控制系統(tǒng)，利用PWM電路進(jìn)行單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源初始直流電的整流工作，該系統(tǒng)的節(jié)能控制效果雖好，穩(wěn)定性卻不高。
為解決以上問(wèn)題，構(gòu)建可靠性和抗干擾能力均高的單片機(jī)開(kāi)關(guān)電源節(jié)能控制系統(tǒng)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)具有較高的可靠性和抗干擾能力。
鋁電解電容的設(shè)計(jì)缺陷
AC-DC電源轉(zhuǎn)換器，要實(shí)現(xiàn)交流到直流的變換，首先需要將交流電壓經(jīng)過(guò)整流濾波后形成一個(gè)穩(wěn)定、平滑的直流電壓給自身及外部器件供電。而電解電容由于具有單位體積內(nèi)電容量大、額定容量大（可實(shí)現(xiàn)法拉級(jí)）、價(jià)格低廉等優(yōu)點(diǎn)，常成為常規(guī)開(kāi)關(guān)電源中整流濾波的關(guān)鍵器件。電解電容是由鋁圓筒做負(fù)極，里面裝有液體電解質(zhì)，插入一片彎曲的鋁帶做正極制成，電解液在高溫和低溫等極端條件下，非常容易漏液和干涸，從而使其電氣屬性發(fā)生變化，最終導(dǎo)致電容失效。一旦鋁電解電容失效，因其劇烈反應(yīng)形成壓力，就會(huì)釋放出易燃、腐蝕性氣體，導(dǎo)致AC DC模塊電源失效。
根據(jù)鋁電解電容的物理結(jié)構(gòu)，可以用圖1中所示的電路等效，其中CAK代表兩電極問(wèn)的理想電容量；Rp是并聯(lián)電阻，代表了電容的漏電流成分；Rl代表了電容引出端及電極部分的串聯(lián)電阻成分；L代表了引出線和連接處的等效串聯(lián)電感成分。
鋁電解電容的性能主要依賴其中介質(zhì)部分，即陽(yáng)極金屬氧化膜部分。除受初始工藝的影響外，在工作過(guò)程中，電解液也會(huì)不斷修補(bǔ)并增厚該氧化膜，隨著陽(yáng)極金屬氧化膜的不斷增厚，鋁電解電容等效電路模型中的電容值C會(huì)不斷下降，等效串聯(lián)電NESR會(huì)不斷增大，同時(shí)陰極反應(yīng)產(chǎn)生的氫氣又加速了電解液的揮發(fā)，這些便是引起鋁電解電容退化的主要因素。
因而，雖然電解電容有著其他類型的電容無(wú)法替代的優(yōu)勢(shì)，但還是具有內(nèi)部損耗大、靜電容量誤差大、漏電流大、高低溫特性差等缺陷。故采用電解電容設(shè)計(jì)的常規(guī)AC DC電源模塊在高低溫特性、可靠性、使用壽命等方面具有明顯的劣勢(shì)。
那么，如果AC-DC電源設(shè)計(jì)中不使用電解電容，電源產(chǎn)品將會(huì)怎樣呢？無(wú)電解電容的AC-DC電源模塊是否可避免上述致命缺陷？
無(wú)電解電容產(chǎn)品的優(yōu)勢(shì)
與電解電容相比，陶瓷電容具有極低的ESR和ESL，能降低因寄生參數(shù)而引起的損壞風(fēng)險(xiǎn)；同時(shí)，因陶瓷電容的電解質(zhì)在高低溫等極限條件下不易揮發(fā)、凝固，容量相對(duì)穩(wěn)定，能長(zhǎng)時(shí)間保持電容的電氣特性，從而極大地提高了電源產(chǎn)品的高低溫性能和長(zhǎng)期使用的可靠性。
1 高效、環(huán)保
LN系列采用填谷電路進(jìn)行設(shè)計(jì)，利用高壓陶瓷電容完美替代鋁電解電容，增加了整流管的導(dǎo)通角，使輸入電流波形從尖峰脈沖變得更接近正弦波，從而大幅度提高電源的功率因素（如表1所示），提高電源的轉(zhuǎn)換效率，更加利于環(huán)保節(jié)能，顯著降低總諧波失真（見(jiàn)圖1）。
以下所有表中舊方案為采用電解電容的產(chǎn)品，新方案為采用填谷電路無(wú)電解電容的新產(chǎn)品。
2 產(chǎn)品壽命的提升
電源本身是一個(gè)功率器件，在正常工作時(shí)功率損耗通過(guò)熱的形式散發(fā)到外部，其內(nèi)部的變壓器、開(kāi)關(guān)器件、整流二極管等都是發(fā)熱器件。除內(nèi)部因素外，大部分電源需應(yīng)用在較高的環(huán)境溫度中，這些都會(huì)導(dǎo)致電解液的揮發(fā)，降低電解電容的使用壽命。
陶瓷電容采用特性最穩(wěn)定的陶瓷材料作為介質(zhì)，特別是一類陶瓷電容（NOP）能實(shí)現(xiàn)55～+125℃的工作環(huán)境溫度，容量變化不超過(guò)±30×10-6/℃。電容溫度變化時(shí)，容值很穩(wěn)定，即具有溫度補(bǔ)償功能，適用于要求容值在溫度變化范圍內(nèi)穩(wěn)定和高Q值的線路以及各種諧振線路中；二/三類陶瓷（X7R）實(shí)現(xiàn)55～+125℃的工作溫度范圍內(nèi)，容量最大的變化為±15%。
從高壓陶瓷電容的介質(zhì)與鋁電解電容的電解液介質(zhì)本身的特性可以看出，陶瓷電容能夠承受更嚴(yán)格的環(huán)境要求，對(duì)電源產(chǎn)品的壽命、可靠性的設(shè)計(jì)都有著重要的意義，能夠很大程度地提高電源產(chǎn)品的使用壽命以及可靠性。
無(wú)電解電容AC-DC電源模塊LN系列通過(guò)采用填谷電路，利用高壓陶瓷電容成功替代鋁電解電容，能夠有效避免電解電容因內(nèi)部電解液導(dǎo)致的高低溫性能差問(wèn)題；避免因電解液的揮發(fā)導(dǎo)致電容容值下降、電源產(chǎn)品壽命降低問(wèn)題；甚至可以避免因電解液的劇烈噴發(fā)或者漏液引起的安全問(wèn)題。
3 穩(wěn)定的高低溫特性
目前，大多數(shù)常規(guī)電解電容的額定工作溫度為105℃，但因電解電容在高溫條件下電解液易揮發(fā)，電源本身發(fā)熱較大等原因，常規(guī)采用電解電容的AC-DC電源只能工作在70℃的環(huán)境條件下。要提高電源的工作環(huán)境溫度，必須采用價(jià)格更昂貴、體積更大的電解電容，或者以降額的方式實(shí)現(xiàn)高低溫條件下的應(yīng)用，圖3為金升陽(yáng)常規(guī)AC-DC電源產(chǎn)品在高低溫環(huán)境下的降額要求。
LN系列能在成本、體積變化不大的情況下實(shí)現(xiàn)高溫工作，能滿足-40～+70℃條件下無(wú)任何降額要求，可應(yīng)用在環(huán)境溫度較高/較低，且對(duì)電源產(chǎn)品的可靠性、使用壽命較高的場(chǎng)合，如路燈控制、LED等行業(yè)。
4 高EMC特性
金升陽(yáng)無(wú)電解電容LN系列產(chǎn)品，充分考慮到不同應(yīng)用場(chǎng)合、不同的設(shè)計(jì)要求，對(duì)產(chǎn)品的EMC性能進(jìn)行了全面的升級(jí)優(yōu)化。在模塊內(nèi)部通過(guò)PCB設(shè)計(jì)、采用多級(jí)EMC濾波等方式實(shí)現(xiàn)在無(wú)任何防護(hù)器件的情況下EMI滿足CLSS B，防浪涌能力達(dá)4級(jí)。
關(guān)鍵詞：繼電保護(hù)裝置；工作原理；故障分析；驗(yàn)證
中圖分類號(hào)：TM58文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)：
本文從開(kāi)關(guān)電源的原理入手，以測(cè)試的角度，對(duì)兩種有故障的電源模塊通過(guò)試驗(yàn)再現(xiàn)其故障現(xiàn)象，并分析了其故障原因，最后對(duì)改進(jìn)后的開(kāi)關(guān)電源進(jìn)行了對(duì)比驗(yàn)證。
1開(kāi)關(guān)電源工作原理
用半導(dǎo)體功率器件作為開(kāi)關(guān)，將一種電源形態(tài)轉(zhuǎn)變?yōu)榱硪恍螒B(tài)，用閉環(huán)控制穩(wěn)定輸出，并有保護(hù)環(huán)節(jié)的模塊，叫做開(kāi)關(guān)電源。高壓交流電進(jìn)入電源，首先經(jīng)濾波器濾波，再經(jīng)全橋整流電路，將高壓交流電整流為高壓直流電；然后由開(kāi)關(guān)電路將高壓直流電調(diào)制為高壓脈動(dòng)直流；隨后把得到的脈動(dòng)直流電，送到高頻開(kāi)關(guān)變壓器進(jìn)行降壓，最后經(jīng)低壓濾波電路進(jìn)行整流和濾波就得到了適合裝置使用的低壓直流電。電源工作原理框圖如圖1所示。
2 故障現(xiàn)象分析
由于繼電保護(hù)用開(kāi)關(guān)電源功能要求較多，需考慮時(shí)序、保護(hù)等因素，因此開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中的故障風(fēng)險(xiǎn)較高。另外供電保護(hù)裝置又較民用電器工作條件苛刻，影響繼電保護(hù)開(kāi)關(guān)電源的安全運(yùn)行。本文著重分析了兩種因設(shè)計(jì)缺陷而造成故障的開(kāi)關(guān)電源。
2.1 輸入電源波動(dòng)，開(kāi)關(guān)電源停止工作
（1）故障現(xiàn)象：外部輸入電源瞬時(shí)性故障，隨后輸入電壓恢復(fù)正常，開(kāi)關(guān)電源停止工作一直無(wú)輸出電壓，需手動(dòng)斷電、上電才能恢復(fù)。
（2）故障再現(xiàn)：用繼電保護(hù)試驗(yàn)儀，控制輸入電壓中斷時(shí)間，通過(guò)便攜式波形記錄儀記錄輸入電壓和輸出電壓的變化。控制輸入電壓中斷時(shí)間長(zhǎng)短，發(fā)現(xiàn)輸出存在如下三種情況：①輸入電源中斷一段時(shí)間（約100～200ms ）后恢復(fù)，此后輸入電壓恢復(fù)正常，開(kāi)關(guān)電源不能恢復(fù)工作。（此過(guò)程為故障情況），具體時(shí)序圖見(jiàn)圖2所示。
②輸入電壓長(zhǎng)時(shí)中斷（大于250ms）后恢復(fù)，+5v、＋24v 輸出電壓均消失，此過(guò)程與開(kāi)關(guān)電源的正常啟動(dòng)過(guò)程相同。具體時(shí)序圖見(jiàn)圖3所示。
③ 輸入電壓短暫中斷（小于70ms）后恢復(fù)，+5V輸出電壓未消失，而＋24V 輸出電壓也未消失，對(duì)開(kāi)關(guān)電源正常工作沒(méi)有影響。具體時(shí)序圖見(jiàn)圖4所示。輸入電壓消失時(shí)間短暫，由于輸出電壓未出現(xiàn)欠壓過(guò)程，電源欠壓保護(hù)也不會(huì)動(dòng)作。
（3）故障分析：要分析此故障，應(yīng)先了解該開(kāi)關(guān)電源的正常啟動(dòng)邏輯和輸出電壓保護(hù)邏輯。
輸入工作電壓，輸出電壓＋5V 主回路建立，然后由于輸出電壓時(shí)序要求，經(jīng)延時(shí)約 50ms , + 24V 輸出電壓建立。輸出電壓欠壓保護(hù)邏輯為：當(dāng)輸出電壓任何一路降到20%U 。以下時(shí)，欠壓保護(hù)動(dòng)作，且不能自恢復(fù)。更改邏輯前，因輸入電壓快速通斷而引起的電源欠壓保護(hù)誤動(dòng)作，其根本原因是延時(shí)電路沒(méi)有依據(jù)輸入電壓的變化及時(shí)復(fù)位，使得上電時(shí)的假欠壓信號(hào)得不到屏蔽，從而產(chǎn)生誤動(dòng)作，如圖2所示。
（4）解決措施：采取的措施是在保護(hù)環(huán)節(jié)上增加輸入電壓檢測(cè)電路，并在延時(shí)電容上并接一個(gè)電子開(kāi)關(guān)，只要輸入電壓低于定值（開(kāi)關(guān)電源停止工作前的值），該電子開(kāi)關(guān)便閉合，延時(shí)電路復(fù)位，若輸入電壓重新上升至該設(shè)定值，給保護(hù)電路供電的延時(shí)電路重新開(kāi)始延時(shí)，電源重啟動(dòng)時(shí)的假欠壓信號(hào)被屏蔽，徹底解決了由于輸入電壓快速波動(dòng)所產(chǎn)生的電源誤保護(hù)。從而避免了圖2的情況，直接快速進(jìn)入重新上電邏輯，此時(shí)的輸出電壓建立過(guò)程見(jiàn)圖3所示。
（5）試驗(yàn)驗(yàn)證：用繼電保護(hù)試驗(yàn)儀狀態(tài)序列模擬輸入電源中斷，用便攜式波形記錄儀記錄輸出電壓隨輸入電壓的變化波形。調(diào)整輸入電壓中斷時(shí)間，發(fā)現(xiàn)調(diào)整后的電源僅出現(xiàn)①、②兩種情況，不再出現(xiàn)②即故障情況。
2.2 啟動(dòng)電流過(guò)大，導(dǎo)致供電電源過(guò)載告警
（1）故障現(xiàn)象：電源模塊穩(wěn)態(tài)工作電壓為220V，額定功率為20.8W，額定輸出時(shí)輸入電流約為130mA 。當(dāng)開(kāi)關(guān)電源輸入電壓緩慢增大時(shí)，導(dǎo)致輸入電流激增，引起供電電源過(guò)載告警。
（2）故障分析：經(jīng)查發(fā)現(xiàn)輸入電壓為60V時(shí)，電源啟動(dòng)，此時(shí)啟動(dòng)瞬態(tài)電流約為 200mA，穩(wěn)態(tài)電流為600mA，啟動(dòng)時(shí)穩(wěn)態(tài)電流和瞬態(tài)電流將為600±200mA ，造成輸出電流激增。而由于條件限制，此電源模塊的供電電源輸出僅為500mA ，因此造成供電電源過(guò)載。
由于開(kāi)關(guān)電源工作需要一定的功率，設(shè)計(jì)中由于未考慮到電源啟動(dòng)時(shí)，輸出回路的啟動(dòng)需要一定的功率，而啟動(dòng)電壓比較低，所以功率的突增，必然帶來(lái)開(kāi)關(guān)電源啟動(dòng)瞬態(tài)電流的激增，電流的激增對(duì)供電電源有較大的沖擊。
（3）解決措施：?jiǎn)?dòng)需要的功率一定，如果要減小啟動(dòng)電流，可以考慮增加啟動(dòng)電壓的門檻。將開(kāi)關(guān)電源的啟動(dòng)電壓提高到 130～140V 。
（4）試驗(yàn)驗(yàn)證：調(diào)整開(kāi)關(guān)電源的啟動(dòng)電壓后，通過(guò)試驗(yàn)儀模擬輸入電壓緩慢啟動(dòng)。當(dāng)開(kāi)關(guān)電源在滿載情況下，試驗(yàn)中緩慢上升輸入電壓（上升速率5V/s 或 10V/s )，從0～130V啟動(dòng)，啟動(dòng)時(shí)穩(wěn)態(tài)電流降低到200～220mA，穩(wěn)態(tài)電流大約為 200±100mA，因而啟動(dòng)時(shí)穩(wěn)態(tài)電流和瞬態(tài)電流將為 400±100mA ，啟動(dòng)電流較改進(jìn)前減小 300mA，不會(huì)對(duì)供電電源造成太大的沖擊。可有效避免輸入電壓瞬間降低時(shí)，給整個(gè)供電回路造成較大的電流沖擊。
