時間：2022-01-31 09:24:45
開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇開關電源工作原理，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
開關電源的結構框圖如圖1。由對輸出電壓“取樣”，并對基準源進行“比較”后控制“調整管”或“開關管”，此時開關電源的“開關管”相當于一個開關，開通時間由比較結果而定；當開關電源輸出的電壓太低時，通過“比較放大”控制“開關時間控制電路”使“開關管”開通時間變長，從而使輸出的電壓提升。
開關電源的核心部分是“開關管”和“變換器”組成的開關式直流-直流變換器。它把直流電壓Ui（一般由輸入市電經整流、濾波后獲得）經開關管后變為有一定占空比的脈沖電壓Ua，然后經整流濾波后得到輸出的電壓Uo。
2．大宇DVD的開關電源電路
圖2所示是大宇DVD電源電路的實物圖。圖中右上角輸入220V交流市電，先經電源濾波電路后用右下角的二極管進行整流，再經大電容濾波后輸出直流。由于是對220V交流信號進行整流濾波，所以二極管的耐壓值要高，而電容的容量也要大，所以實物圖中右下角的電容體積很大。整流濾波后得到的直流信號再經右邊居中的開關電源IC轉換成高頻的交流信號，再經變壓器耦合輸出各路低電壓的交流信號。由于變壓器是工作在高頻狀態，所以其體積較小。耦合輸出的各組交流信號經左邊的二極管整流、電容濾波和三極管穩壓或三端穩壓電源穩壓后輸出各部分電路工作所需的直流電壓。此電路由于采用了變壓器并聯耦合，而且比較放大電路反饋回脈沖調寬電路是利用光耦器件，即用光信號來傳遞信息，輸入端與輸出之間實現絕緣，是冷底盤機，其防觸電的警告標志僅在電路板的右邊。光耦跨接在有警告標志和無警告標志部分，起到傳遞信號而又能隔離前后級地線的作用。這種機型在維修主電路板時，由于主電路板與大地不相連，通常比較安全。但在測量后級電壓時，不能使用前級的地線，否則所測電壓將全部為0V。
圖3所示是大宇DVD的電源電路原理圖。大宇DVD所用的電源IC為專用開關電源集成電路VIPER22A，圖4是其外引腳圖，圖中，第1、2腳SOURCE是內部場效應管源極的表示，在使用中通常接地，3腳FB是取樣電壓輸入端，4腳VDD是供電電壓端，第5、6、7、8腳的DRAIN表示接通內部場效應管的柵極。圖5是其內部結構圖。
220V的交流電源經開關輸入后，經四個二極管構成的橋式整流電路整流、C1濾波后輸出一個300V左右的直流信號。由于VIPER22A處于工作狀態，在其內部場效應管截止時，會在變壓器初級(L左1)兩端產生大于300V的電壓，利用R1、C2和D5構成防沖激電路，使其電壓有一個釋放回路，以免激穿VIPER22A內部場效應管。
從圖5所示VIPER22A的內部結構可知，它與其它開關電源存在一些不同。開機后，300V的直流電壓從DRAIN（漏極）腳進入集成電路，經整流和穩壓后供給開關電源IC工作，從而使這個電路工作時不需要外接啟動電阻。即使Vdd供電電路不正常，電源電路的振蕩電路仍能起振，而且電路有輸出電壓。用這種專用電源IC的DVD機電源有故障時，故障現象和其他開關電源的故障有所不同，其他開關電源通常無Vdd時，電源電路中的振蕩電路不起振，會出現無輸出的故障現象。
電路工作正常時，開機后，在Vdd正常前，由芯片內部自身供電，經過很短時間后，Vdd供電電源正常，此時，利用門電路控制開關電路（ON/OFF）斷開從柵極輸入的供電回路。VIPER22A有過熱、過壓保護功能。Vdd從4腳輸入后，首先送入比較器，一旦輸入Vdd大于42V，則觸發器（FF1）輸出一個置位信號1使控制振蕩電路工作的觸發器（FF2）輸出為0，鎖住U2，振蕩信號無法輸出，即開關管不工作。當輸入電壓小于14.5V時，U3也將輸出一個復位脈沖，使開關管不工作。當電路過熱時，R1為1，將FF2置0，開關管不工作。當供電電壓Vdd在正常范圍時，FB所得的取樣電壓與基準電壓0.23V相比較，用其比較結果去控制FF2的轉換頻率，從而控制開關管的狀態轉換，實現控制輸出電壓，達到穩壓的功能。該集成電路芯片內部包含60kHz的振蕩電路，其電路相當簡單。
下面，為分析方便，把電源變壓器左邊的兩組線圈從上到下定義為L左1、L左2。右邊的線圈從上到下定義為L右1、L右2、L右3。
圖3中，L左2互感產生的交流脈沖電壓經D6整流、R2限流和C3和C6濾波后作為開關芯片的供電電壓。由于VIPER22A的特殊結構，如無Vdd時可實現內部供電，所以R2即使擊穿開路，仍有電壓輸出，但不正常，故障表現為開機后開關指示燈和出/入盤指示燈閃爍。
同時，Vdd也為取樣回路中的光耦的接收部分供電。L右3感應到的脈沖電壓經D8整流，電感L6、電容C12、C13、C14濾波后，輸出+5V電壓供解壓板、DSP處理及其它小信號處理芯片使用。+5V電壓同時經穩壓管Z2后給光耦電路發射部分供電，通過光耦的接收部分接收到的光作為取樣信號，從VIPER22的3腳FB輸入到芯片，從而去控制開關管的開關頻率，控制電源電壓的穩定，起到穩壓的作用。該種電源電路由于前后級是通過光耦進行互相控制，前后級不共地，稱為冷底盤機，這種機器由于后級主電路板與市電不相連，維修時比較安全。維修時測量后級的電壓，一定不能用前級的接地點，否則所測電壓始終為0V。
同時，變壓器電感線圈L右3另一端經D7整流C10濾波后輸出+12V的電壓供電機驅動和音頻功率放大電路使用。這組電源的故障，主要表現為DVD機有圖像無聲音，或者是進給電機、主軸電機或出入盤電機不工作。
關鍵詞：開關電源;原理;原理框圖;電路圖
電子技術教學中，我們有的教師對開關電源部分內容常常忽視，這與目前生產、生活實際是不符，本文根據自己的教學實踐，對開關電源教學談一些認識。
一、明確開關電源教學的重要性
簡單的分類，直流穩壓電源有串聯型線性直流穩壓電源和開關型直流穩壓電源。串聯型線性直流穩壓電源由整流、濾波、穩壓等部分組成，穩壓部分的調整部分工作在線性狀態，學生易理解，掌握串聯型線性直流穩壓電源的工作原理和進行實際電路分析也是較為容易的。
開關電源（SwitchingMode Power Supply，SMPS）采用“交流直流交流直流”變換技術，是一種組合變流電路，包括由沖擊電流限幅、輸入濾波器、輸入側整流與濾波、逆變、輸出側整流與濾波等部分組成的主電路，以及控制電路、檢測電路、輔助電源四大部份組成。開關電源較直流線性穩壓電源復雜，但開關電源功耗小，轉化率高，且體積和重量只有線性電源的20%―30%，目前它已成為穩壓電源的主流產品。因此我們在教學時應重視開關電源這部分內容，不要淡化它。
二、讀懂開關電源原理框圖
要理解開關電源工作原理，會分析開關電源電路圖，那就要讀懂開關電源原理框圖。下圖就是典型的開關直流穩壓電源原理框圖。
圖1 開關直流穩壓電源原理框圖
（一） 框圖組成
框圖由主電路、控制電路、檢測比較放大電路、輔助電源四大部份組成。
1.主電路。主電路即完成“交流直流交流直流”變換的功能電路部分，由沖擊電流限幅、輸入濾波器、輸入側整流與濾波、逆變、輸出側整流與濾波等部分組成;沖擊電流限幅部分功能：限制接通電源瞬間輸入側的沖擊電流;輸入濾波器功能：其作用是過濾電網存在的雜波及阻礙本機產生的雜波反饋回電網;輸入側整流與濾波：將電網送來的交流電直接整流濾波為較平滑的直流電;逆變：利用開關調整電路將整流后的直流電變為高頻交流電，這是高頻開關電源的核心部分;輸出側整流與濾波：根據負載需要，將高頻交流電進行整流與濾波，提供穩定可靠的直流電源。
2.控制電路。一方面從輸出端取樣，與設定值進行比較，然后去控制逆變器（開關調整電路），改變其脈寬或脈頻，使輸出穩定，另一方面，根據測試電路提供的數據，經保護電路鑒別，提供控制電路對電源進行各種保護措施。
3.檢測電路。提供保護電路中正在運行中各種參數和各種儀表數據。
4.輔助電源。實現電源的軟件（遠程）啟動，為保護電路和控制電路（PWM等芯片）工作供電。
（二）開關電源的工作原理
開關電源就是采用功率半導體器件作為開關元件（開關管），開關元件以一定時間間隔重復地接通和斷開，在開關元件接通時輸入側整流濾波的直流電通過逆變器（開關管）、輸出側整流濾波電路向負載提供能量，當開關元件斷開時，電路中的儲能裝置（有電感、電容等組成）向負載釋放開關接通時所儲存的能量，使負載得到連續穩定的能量。
根據開關電源輸出的直流電壓情況，經過取樣進行檢測比較放大得到反映輸出電壓穩定情況的誤差信號，將其送入控制電路產生控制信號，控制信號經驅動電路后對逆變器的開關元件的占空比（導通時間與周期之比）進行控制，這樣傳到輸出端的能量得到調整，即調整輸出電壓使其穩定。
三、讀懂開關電源電路圖
讀開關電源電路圖，不要急于弄清某一元器件的作用，要按一定順序逐步進行。首先，找到來自電網的交流電位置（即“信號”入口，）和直流穩壓電源穩定電壓輸出位置（“信號”出口）;其次，找到開關電源電路的主電路（“主信號”電路，正向電路），它由沖擊電流限幅、輸入濾波器、輸入側整流與濾波、逆變、輸出側整流與濾波等部分組成;找到反饋控制電路，它由取樣比較放大、時鐘振蕩電路、脈寬（脈頻）調制電路、驅動電路等組成;最后對開關穩壓電源的主電路和反饋控制電路的各組成部分進行分析，分析出各部分的功能和作用，具體到每一個元器件的功能和作用;完成以上分析后，引導學生再回頭體會開關穩壓電源的原理，會有更深刻的理解。
目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產業飛速發展不可缺少的一種電源方式。作為電子技術的教學專業人員，有必要將開關電源這部分教學內容向學生講清楚，講明白。
參考文獻：
[1]王兆安，劉進軍.電力電子技術[M].機械工業出版社.2009.
【關鍵詞】工作原理分析；常見故障分析；故障檢測實例
目前，計算機、DVD、彩電等家用電器電源大部分采用開關電源，這些家用電器出現的電路故障大部分由開關電源損壞引起。筆者長期從事家用電子專業理論與實操教學，對開關電源接觸較多，下面以長虹G2136（K）彩電開關電源為例，深入介紹該電源的工作原理和典型故障分析與檢修。
一、工作原理分析
電源原理圖如圖1所示。
1.整流濾波電路
電源設計有兩級濾波器。L502、C501、C502組成一級型低通濾波器，防止電網高頻干擾進入機內。L503、C507、C518再組成一級低通濾波器，抑制開關電源本身產生的高頻干擾信號，防止其串入電網造成干擾。VD501～VD504、C507組成橋式整流濾波電路，C503～C506四個小電容分別并聯在四個整流二極管兩端，起分流和過濾作用，防止高頻浪涌電流損壞二極管。
2.消磁電路
RT501、XC216組成開機消磁電路。開機瞬間，消磁回路電流很大，電流在消磁線圈中產生交變磁場，對顯像管屏幕進行消磁。消磁電阻RT501是個正溫度系數熱敏電阻，因為電流熱效應，阻值隨溫度上升而增大，當溫度達到居里點后，電阻值趨向無窮大，這時消磁回路呈開路狀態。
3.啟動電路
220V交流電經整流濾波后產生約300V直流電壓，經T511的繞組③、⑦繞組加到開關管V513集電極。同時300V直流電壓經R520、R521、R522、R524加到V513基極，為V513提供基極電流IB，V513具備導通條件，產生集電極電流IC。IC流過T511的③、⑦繞組，因互感效應在反饋繞組產生①為正②為負的感應電動勢，感應電動勢經反饋支路C514、R519、VD517、R524向開關管V513提供持續的基極電流，使得IB迅速增大，導致IC增大，這一正反饋過程促使V513迅速進入飽和狀態，開關電源啟動工作。VD517的作用在于加大電源啟動時由正反饋繞組提供給V513的基極電流，加快V513進入飽和狀態。因為在開機瞬間C517電壓不能突變，可保護V513防止大電流沖擊損壞，還具有吸收激勵尖峰電壓的作用。
4.振蕩電路
電源啟動后，開關管V513進入飽和狀態，300V直流電壓加在變壓器T511的繞組③、⑦上，反饋繞組①、②感應出上正下負電壓對電容C514充電，使C514兩端產生上負下正的電壓，促使C513基極電位下降，開關管V513退出飽和狀態，V513集電極電流急劇下降，繞組③、⑦和反饋繞組①、②的電壓極性變成上負下正，強烈正反饋過程促使V513基極電位進一步下降，其集電極電流迅速下降，V513迅速從飽和導通狀態進入截止狀態。這時初級繞組存儲的磁能開始通過次級繞組和負載放電。由于V513截止，C514兩端電壓經VD517R519進行放電，一定時間后，在啟動電路作用下，最終使開關管V513再次回到初始狀態，開關電源完成了一個周期振蕩過程。如此循環工作，電源進入穩定的振蕩過程。
5.受控振蕩及穩壓電路
為了穩定開關電源輸出電壓，必須使振蕩處于受控狀態，受控振蕩主要靠開關穩壓電路中的誤差取樣電路R561、R562、R563、RP551，誤差放大管V553，光耦VD515及V511、V512等組成。通過對130V電壓取樣誤差放大，經過光電耦合器的隔離，由V511、V512管控制電源開關管V513的導通時間長短來實現，實際是通過控制開關電源振蕩頻率來實現。
6.保護電路
過壓保護電路由VD518、VD519、R523、V512組成，當輸入電壓升高，正反饋電壓隨著升高，V519反向擊穿導通，反饋電壓經VD518、VD519、R523給V512提供較大的IB，V512飽和導通后對V513進行分流，迫使其截止，電源處于待機保護狀態。
過流保護電路由R526、R515、V512組成，當開關管V513電流過大時，感應電動勢上升導致其基極電壓升高，因R526、R515串聯分壓，使V512基極電壓上升而進入飽和狀態，將V513基極和發射極完全旁路，控制V513在截止狀態，開關電源停止工作，實現過流保護。
二、開關電源常見故障分析
1.燒保險絲
產生此故障主要原因是：整流二極管擊穿、大濾波電容擊穿、開關管擊穿、消磁電阻短路、負載短路等導致電路中電流過大，一般通過電阻測量法查出。
2.輸出電壓全部為0V
輸出電壓全部為0V時，故障可能在以下電路：啟動回路、開/待機控制電路、保護電路、振蕩控制電路和整流輸出電路等。在檢修該類型故障時，本著先易后難逐步深入檢測的原則，細心觀察電源部分元器件是否有燒毀，變色變味跡象，然后利用萬用表檢測各關鍵點、關鍵元件電壓、電流或阻值是否正常。根據檢修經驗，出現較多故障有：開/待機控制電路不正常；啟動回路的電阻燒斷；保護或振蕩控制電路的三極管損壞；整流濾波電路的保險電阻燒斷等。
3.輸出電壓整體偏低
因有電壓輸出，所以啟動電路、開/待機控制電路基本正常。該類型故障一般由振蕩穩壓控制電路不正常造成，在檢修時，重點檢測反饋繞組的反饋回路、光耦控制回路和取樣控制回路等部分電路元器件是否有損壞。如電源的穩壓二極管、光耦等是最容易損壞的元器件。
4.開關管發熱，容易燒壞
產生此類型故障時，開關管通常很快燒壞。在開關電源中，開關管是工作在開關狀態，發熱量很小，當進入放大狀態時產生的熱量急劇增大，最終過流或過熱損壞。所以針對此故障應重點檢測振蕩電路。
三、故障檢修實例
實例1：
故障現象：開機，工作指示燈不亮，開關電源無電壓輸出。
分析和檢修：先觀察開關電源的元器件無燒毀變色變味跡象，接著用萬用表測量輸出電壓全部為0V。本著先易后難的原則，直接測量C507主濾波電容兩端電壓，發現有約300V，再測量開關管V513的基極無負壓，首先檢測啟動電路。關機，電阻法測量啟動電路的各個元件。在測量前，先對主濾波電容進行放電，用自制的燈泡負載對C507進行放電，徹底放完后再檢測。發現R521阻值為2M歐姆，已嚴重變值，按圖紙參數更換后，開機，電源輸出全部正常，工作一段時間后電壓依然保持穩定，故障徹底排除。
實例2：
故障現象：開機，工作指示燈不亮，開關電源無電壓輸出。
分析和檢修：該機是因遭受雷擊后才無法工作，先觀察開關電源的元器件無燒毀變色變味跡象，測量C507主濾波電容兩端有約300V的電壓，檢測啟動電路正常，測量V513基極電壓為0V，初步判斷故障在振蕩控制、穩壓控制或者保護電路。斷開負載，接上燈泡做負載，通電檢測V513基極依然沒有負壓。斷電，電阻法測量V513基極對地阻值為0，存在短路。根據圖紙分析可知，重點檢測與基極有關的元件，檢測振蕩和反饋電路的元件正常，當檢測V512的C和E極阻值時發現為0，拆下認真檢測時果然其C和E極已擊穿短路。由于V512的C和E極擊穿，造成V513基極電位始終為0V，最終導致開關電源不工作。試用相同參數的三極管更換，開機，電源指示燈亮，開關電源輸出正常，故障排除。
實例3：
故障現象：開機，電源瞬間有微弱電壓輸出，但立即變為0V。
分析和檢修：先觀察開關電源的元器件無燒毀變色變味跡象，接著用萬用表監測輸出電壓，開關接通一瞬間有電壓輸出，還沒來得及看大小立即變為0V。根據原理分析，能夠有瞬間輸出，說明啟動電路基本正常，但電源不能維持振蕩，可能是因為保護或自身電路出問題。把所有負載斷開，接上一燈泡做負載，通電，故障依舊，不是因為保護而停振。檢查開關管基極有關元件，重點檢測振蕩控制元件，當檢測C514時發現其容量偏低，試用相同參數的新電容更換，再開機時電源工作一切正常，試機一段時間后正常，故障排除。原因是C514已經接近開路，電源在啟動一瞬間有電壓輸出，但不能建立振蕩，所以電壓立即變為0V。
實例4：
故障現象：開機后圖像在垂直方向上有S形扭曲。
分析和檢修：先觀察開關電源的元器件無燒毀變色變味跡象，用萬用表檢測各組輸出電壓值和正常值相差不大。根據原理分析此類故障多數由電源濾波不良而造成，直接用示波器觀察開關管V513基極波形，發現除了有正常調制的脈沖信號外，還看到低頻脈沖信號，果然是由于低頻干擾存在紋波而造成圖像S扭曲。關機，用電阻法檢測整流濾波電路和與V513基極有關的各個元件。首先檢測C507、C518主濾波電容，用儀表檢測C507的容量由原來的100uF變成60uF，試用一原參數電容更換，發現圖像正常，故障排除。
四、結束語
通過對長虹G2136（K）彩電開關電源原理分析和故障檢修，我不斷總結和積累經驗，舉一反三，深刻體會到“維修”是一門理論與實踐緊密結合的技術，促使我今后加強專業理論的學習，進而指導實際檢修操作。
參考文獻
[1]錢如竹，主編.大屏幕彩色電視機速修方法與技巧[M].人民郵電出版社，1999，10.
關鍵詞 開關電源；智能儀表；故障判斷
中圖分類號 TM46 文獻標識碼 A 文章編號 1673-9671-(2012)081-0236-01
隨著科學技術的不斷發展，智能化的產品越來越多。目前，我國電力行業方面，已經大量研發了智能設備，而智能儀表也在其中。開關電源在智能儀表中的使用也越來越普遍，但是在使用中往往會出現一些故障，這就需要相關工作人員給予及時的判斷與處理。智能儀表是一種高新技術產品，它具有精度高、可靠性強等特點，而開關電源在其中的使用出現的故障，往往需要用專業的眼光去判斷。
1 開關電源的工作原理及其在智能儀表中的應用
1.1 開關電源的工作原理
開關電源主要由主電路、檢測電路、控制電路以及輔助電源等部分組成，它的功率半導體器件采用的是開關元器件，而開關采用的是周期性通斷型開關，通過開關元件的占空比的調整來實現電壓的輸出。它的具體工作原理為：接通開關元件后，輸入的電源先通過開關，然后經過濾波電路，最后向負載部分輸送能量；斷開開關后，電路中的儲能裝置則向負載釋放能量（這部分能量相當于開關接通時電路所儲存的能量），這樣便能讓負載擁有穩定、持續的能量。
1.2 開關電源在智能儀表中的應用
從目前來看，我國大部分智能儀表都是采用開關電源為其進行供電，因為開關電源具有電路簡單且效率高等優點。智能儀表中使用的開關電源一般都采用脈沖調制器，型號包括TOP220、TOP221、TOP222等，這是一種二合一元件，其內部包括了PWN控制器與MOS-FEET功率開關管。此外，智能儀表在內部空間的設計上都比較狹窄，電源內部各個元件之間的距離也比較近，尤其是電解電容與穩壓元件之間距離特別近。
2 常見的故障判斷
由于開關電源得到了廣泛的使用，其在智能儀表中的運用也越來越普遍，但是具體的使用過程中出現的故障問題也非常普遍。本文將對常見的幾類故障判斷進行闡述，具體來講有以下幾個方面：
2.1 開關電源保險絲的熔斷判斷
一般而言，開關電源的保險絲產生了熔斷，則表示其內部線路必定出現了問題。開關電源往往在強電流與高電壓下工作，而電網的電壓波動、浪涌等情況均能導致開關電源的內部電流瞬間增大，增大的程度往往會超過開關電源的最大負荷能力，繼而引發保險絲的熔斷。當判斷出了開關電源保險絲的熔斷后，應該重點檢查其輸入端的逆變功率開關管、整流二極管以及高壓濾波電解電容等部件，檢查是不是這些部件出現了損壞，或者有無擊穿、開路等現象。當查出了屬于某部件的損壞引發的保險絲熔斷，更換了部件后不宜立刻開機，而應該等一段時間后再連接通電。智能儀表所能承受的負載有一定的限度，當其他高壓元器件出現了故障，而開關電源內部更換了新元件后，立刻通電易導致新元件的損壞。只有對電路中的相關高壓元件一一進行全面檢查，才能徹底判斷出保險絲熔斷的故障。
2.2 電壓輸出不穩定或無直流電壓輸出判斷
假如開關電源的保險絲是好的，在加了負載情況下，卻沒有直流電壓的輸出，產生這種情況的主要原因在于：開關電源中存在短路、開路，輔助電源出現故障。電源負載過大，濾波電容漏電以及振蕩電路沒有工作等。面對這種情況的判斷，應該使用萬能表檢測次級元件，待排除了負載短路與高頻整流二極管擊穿等情況后，假如輸出依然為零，那么便能肯定問題出在開關電源的控制電路上；假如輸出了少部分的電壓，則表示前級電路的工作正常，問題可能出在高頻整流濾波電路上。低壓濾波電容與整流二極管組成了直流電壓的輸出部件，若整流二極管被擊穿則會導致電路中無電壓，而濾波電容的漏電也會引起輸出的電壓不穩定。
2.3 電源負載能力差的判斷
在老式開關電源中，電源的負載能力一般都比較差，而對于智能儀表而言，電源負載能力差主要在于工作的時間過長。工作時間過長，容易導致開關管的工作不穩定、不能夠及時散熱。在這方面的判斷上，應該及時檢查穩壓二極管的散熱情況是否良好，整流二極管是否損壞等。
3 基本的處理措施
前文對開關電源在智能儀表中使用出現的故障進行了一番分析，可見開關電源自身的故障問題會影響智能儀表的正常運行。要處理好這些故障，可以采取以下幾個基本措施：
3.1 及時替換損壞元器件
在故障判斷中，若檢查出了是某個元器件發生了損壞現象，或者只是懷疑它有問題，就應該將它及時從原位置上取下，然后對其進行徹底的檢查與分析。當然，這個過程對于用接線或者插座集成的電路比較方便，而對于那些直接焊接在電路板上的集成電路芯片而言，那就顯得有些難度。因此，在換取損壞的元器件時，應該抉擇最佳的處理方法。這里有以下幾種方法：
1）使用“塑料吸管”，即使用一種不帶電烙鐵的吸錫器。
2）采用特制的大號注射針頭將其磨平，然后再用烙鐵加熱焊錫將它熔化，同時快速將針頭插下去，促使焊錫和端子分離。
3）先用一根銅絲束帶與焊錫接觸，再加熱焊點四周的銅束，銅束便會迅速升溫，同時把熱量傳給焊錫，導致焊錫的熔化，最后在毛細作用下進入銅絲束帶，焊錫便被吸走了。
4）采用熔焊頭或“起出器”等專用工具。
3.2 確保輸入電壓的穩定性
輸入的電壓不穩定，會對智能儀表內部產生危害，因此要確保輸入電壓的穩定性。在具體的操作過程中，首先要檢查輸入電壓的標準值以及范圍，最好在智能儀器允許通過的范圍之內；在輸入電壓的時候，要隨時觀察電壓的變化，若變化過大，應該立刻終止電壓的輸送，進行相應的處理，盡可能地減少電壓的波動。比如，可以安裝一個合適的變壓器，合理控制電壓的變化，達到范圍的變化最小，從而實現電壓穩定輸送。
3.3 減少運行中的負載
在使用過程中，要盡量減少運行中的負載，這樣能降低內部的溫度，從而減小由于溫度過高對開關電源以及智能儀表的危害。對于某些擁有很多負載的電路環境，應該根據實際情況進行一定的處理，比如關閉那些無關緊要的負載或者將負載的數量進行一定的調整，以便有效控制運行中的負載。
4 結束語
開關電源在智能儀表中的使用越來越廣泛，但是出現的故障問題也越來越頻繁，這就需要相關工作人員隨時注意檢修，確保開關電源在智能儀表中的正常使用。
參考文獻
[1]曹保國.微機智能儀表供電用開關電源[J].農機化研究,2002,4:170-171.
[2]傅首昌.EX(S)系列PLC開關電源常見故障的維修及改善方法[J].建材與裝飾:中旬,2012,3:132-132.
1、開關管工作原理是就是利用電子開關器件(如晶體管、場效應管、可控硅閘流管等)，通過控制電路，使電子開關器件不停地“接通”和“關斷”，讓電子開關器件對輸入電壓進行脈沖調制，從而實現DCAC、DCDC電壓變換，以及輸出電壓可調和自動穩壓。
2、開關電源一般由脈沖寬度調制(PWM)控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一點稱為成本反轉點。
3、隨著電力電子技術的發展和創新，使得開關電源技術也在不斷地創新，這一成本反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣闊的發展空間。
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關鍵詞：開關電源；準諧振變換；零電壓開關 中圖分類號： 文獻標識碼： 文章編號：
0 引 言
隨著電力電子技術的發展，電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于電子設備，是當今電子信息產業不可缺少的一種電源方式[1]。
由于開關電源頻率的提高，開關電源苦工作在硬開關狀態，開關管開通時，開關管的電流上升和電壓下降同時進行。關斷時，電壓上升和電流下降也同時進行。電壓、電流波形的交疊產生了開關損耗，該損耗隨開關頻率的提高而急劇增加。為了提高電源的效率，就必須減少開關管的開關損耗。也就是要求開關電源工作在軟開關狀態。
軟開關技術實際上就是利用電容與電感的諧振，以使開關管上的電壓或通過開關管的電流按正弦或者準正弦規律變化，在減少開關損耗的同時也可控制浪涌的發生。在軟開關技術中，有全諧振、準諧振、多諧振等變換方式[3]。本文引入準諧振變換方式來提高開關電源的效率。
1 反激式準諧振變換基本工作原理
圖1反激式準諧振開關電源的原理圖
圖1所示為反激式準諧振開關電源的原理圖，其中：RP 包括變壓器初級繞組的電阻以及線路電阻，T為開關變壓器，Lm 為初級勵磁電感量，Llk為初級繞組漏感量，VT為MOS開關管，VD為整流二極管，Co為濾波電容，電容Cr為緩沖電容，也是諧振電容，包括開關管VT 的輸出電容COSS ，變壓器的層間電容以及電路中的其他一些雜散電容。
圖2反激式準諧振開關電源的工作波形
準諧振變換的工作波形如圖2 所示，在準諧振變換中，每個周期可分為4個不同的時間段，各時間段分析如下：
（1）t0～t1 時段
開關管導通，輸入電壓 全部加到初級電感 （ 包括勵磁電感Lm和漏感Llk）上，電感電流以斜率 線性增大。此時能量被存儲在初級電感中(稱磁化)，開關管的漏源極電壓 = 0，整流二極管VD 截止。電流達到 后開關管被關斷。
開關管開通時間 為：
（1）
（2）t1 ～t2 時段
t1 時，MOS開關管被關斷。先是Lm與Llk串聯對 充電，由于 兩端電壓不能突變，開關管的漏源極電壓以斜率為
上升。隨著 的充電，當 兩端電壓為 時( 為整流二極管VD的正向導通電壓，N為變壓器T的初次級匝數比)，VD導通，儲存在變壓器中的能量通過變壓器由次級繞組釋放給負載，并給電容器Co充電。然后Llk 和Cr發生振蕩，由于RP的存在，該振蕩為阻尼振蕩。若忽略漏極上的其他電容的影響，其峰值電壓為：
果 ,盡管VT無法實現零電壓開通，但是在t4時刻導通仍然可以最大程度地減小VT的開通損耗。
從以上四個時段的分析可知，諧振元件僅參與某一時段的能量變換，沒有全程參與，故稱為準諧振變換。
2 電路實現
圖3 基于TEA1751的準諧振反激式開關電源的原理圖
圖3就是基于TEA1751的準諧振反激式開關電源的電路圖，主要元器件有：主芯片TEA1751、變壓器T2、場效應管S2、諧振電容C7、輸出整流管D2、光電耦合器IC2、基準電壓源IC1等，其中TEA1751內部有啟動電流源、頻率控制、輸出驅動、過熱保護、過壓保護、過流保護、過載保護等電路。
AC 90V-264V電壓經過整流器BD1整流和C1濾波，經L1、S1、D1、C10的功率因素校正電路后得到直流高壓電壓，此直流高壓經過中心抽頭和電阻R13連結至TEA1751的16腳，通過TEA1751內部的高壓電流源穿過TEA1751 的1腳向C9充電。當1腳電壓上升至22V時，TEA1751由1腳供電。TEA1751的13腳輸出開關脈沖，控制開關管S2的開通與關斷，高壓直流電壓通過變壓器T2的初級繞組、S2、R11到電源的地端。此時T2通過初級繞組存儲能量。利用變壓器的同名端作用。這時的次級線圈整流管D2因反向電壓而截止。只有當S2關斷，初級繞組電流有減小趨勢時、此時S2初級繞組存儲的能量通過S2的次級繞組、次級整流管D2向電容 Cout充電與負載供電,產生Uo輸出電壓。輸出電壓經過R15，R16電壓取樣以及與IC1基準電源、取樣信號放大電路，再經過光電耦合器IC1對TEA1751的3腳設置反饋控制電壓，以達到穩定輸出電壓的目的。過流檢測電阻R11 上的電壓也經過R10加到TEA1751的10腳。
開關變壓器的磁復位檢測由輔助繞、R12、TEA1751的4腳組成。輔助繞組是去磁檢測繞組，其兩端電壓波形與開關管S2的漏極電壓基本相同。該電壓一方面經過D2、C9整流濾波后，給芯片TEA1751的1腳供電，另一方面，電壓通過R12直接通連結至TEA1751的 4腳。TEA1751的內部電路監視4腳電壓波形，以便在去磁時段未結束前不輸出開關脈沖，并能將開關管S2控制在漏源極電壓降到谷底時開通。同時TEA1751的4腳還具有過壓保護和過功率保護的作用。
3 實驗結果
關鍵詞：開關電源；應用；原理
開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一點稱為成本反轉點。隨著電力電子技術的發展和創新，使得開關電源技術也在不斷地創新，這一成本反轉點日益向下移動，這為開關電源提供了廣闊的發展空間。
1.開關電源的分類
人們在開關電源技術領域是邊開發相關電力電子器件，邊開發開關變頻技術，兩者相互促進推動著開關電源每年以超過兩位數字的增長率向著輕、小、薄、低噪聲、高可靠、抗干擾的方向發展。開關電源可分為AC/DC和DC/DC兩大類，也有AC/AC和DC/AC， 如逆變器。
開關電源工作方式主要有兩種，一種是自激式，這種方式是不需要外加激勵信號電路即能自行振蕩，也可以把自激式看做是一個變壓器反饋式振蕩電路；另一種是它激式，這種方式就是完全依賴外部來維持振蕩。在實際應用中自激式電源的應用較為廣泛，比如在家用電器中使用的開關電源，將220V的交流電經過橋式整流，變換成300V左右的直流電，濾波后進入變壓器后加到開關管的集電極進行高頻振蕩，反饋繞組反饋到基極維持電路振蕩，負載繞組感應的電信號，經整流、濾波、穩壓得到的直流電壓給負載提供電能。
2.開關電源的新技術
這里所說的新技術，指在最近幾年發展起來的開關電源技術。
2.1軟開關技術
軟開關技術是使功率變換器得以高頻化的重要技術之一, 它應用諧振的原理, 使開關器件中的電流(或電壓) 按正弦或準正弦規律變化。當電流自然過零時, 使器件關斷(或電壓為零時, 使器件開通) , 從而減少開關損耗。它不僅可以解決硬開關變換器中的硬開關損耗問題、容性開通問題、感性關斷問題及二極管反向恢復問題, 而且還能解決由硬開關引起的EMI等問題。
目前無源無損緩沖電路是實現軟開關的重要技術之一, 在直流開關電源中也得到了廣泛的應用。軟開關的工作原理是MOS管關斷后電路中的Lr與Cr間發生諧振，電壓和電流的波形類似于正弦半波，諧振減緩了開關過程中電壓和電流的變化，而且使MOS管兩端的電壓在其開通前就降為零。
2.2同步整流技術
同步整流技術就是用具有低導通電阻特性的MOSFET代替傳統的肖特基整流二極管，由于MOSFET的正向壓降很小，所以大大降低了整流部分損耗。在開關管動作的同時，對MOSFET給出[全文]時序隨電路拓撲工作要求作相應變化的門極驅動信號，由于門極驅動信號與MOSFET開關動作接近同步，所以稱為同步整流(Synchronous Rectification ,簡稱SR) 。與肖特基二極管的整流方式相比較，很顯然，在低壓大電流的應用中采用同步整流技術可以獲得更高的效率。
2.3多相變換器技術
多相變換器（Multiphase Converter）的概念是大約5年前提出的，針對的應用場合就是微處理器類的負載，因為該類負載對電源的動態響應、紋波的要求非常嚴格。要滿足這樣的要求，電源需要工作在非常高的頻率，但開關器件的開關速度和損耗成為難以解決的問題。這種情況下，多相變換器的概念應運而生，即采用多個變換器并聯的拓撲結構，在開關信號上作統一控制，實現幾個變換器在一個完整周期內輪流交替運行，這樣，開關損耗被幾個變換器分擔，而開關頻率則是幾個變換器的疊加。
3. 開關電路拓撲結構的選擇
開關電源的電路多達幾十種，選擇電路拓撲是一項非常重要的工作，因為像元器件選擇、磁芯元件選擇、環路補償等都取決于電路拓撲。每種電路拓撲結構有各自的特點，工作過程不一樣，應用場合也不一樣，要根據電源的要求和技術指標來選取合適的拓撲結構。
電路拓撲的種類包括buck變換器、反激式變換器、正激式變換器、buck-boost變換器、推挽變換器、諧振變換器、軟開關變換器和符合變換器等，其選擇時需要考慮的因素包括電源是升壓還是降壓，占空比的實際限制，輸出的組數，是否需要隔離，EMI的要求，開關器材選用雙極型晶體管還是MOPSFET，工作電流是否連續，控制模式是電壓控制還是電流控制模式等。
4.開關電源技術的發展動向
【關鍵詞】全橋軟開關電源；負載-效率最佳工作點；電源休眠；綠色；節能；創新
1.解決損耗的辦法
1.1變硬開關為軟開關
在眾多損耗中，最重要的損耗是開關電源在開關過程中由于電流和電壓的交叉導通產生的熱損耗，所以改變電源的工作狀態，即變硬開關電源為軟開關電源是根本解決辦法。
1.2提高電源的負載
從圖1可以看出：開關電源在40%額定電流輸出區間以下，整流器的效率是比較低的，而且輸出電流越小效率越低。但整流器的持續工作電流過大一旦達到或者超過額定工作電流，其工作穩定性要受到影響，因此，從提高整流器的工作效率來講，我們有必要采取措施確保開關整流器工作在40%-80%的負載區間內。
綜上所述，現有開關電源系統的缺陷是：開關整流器沒有得到合理的利用，工作效率低，熱損耗大，浪費資源。有必要采取合理的技術措施，避免多個整流器工作在效率較低的負載率區間內，提升整個開關電源系統的工作效率，降低熱損耗，達到節能的目的。
2.解決電源損耗帶來的問題
2.2可靠性的問題
電源的可靠度是時間和負載的函數，時間越長，可靠度下降，負載越大可靠度越低，本來電源是并聯工作在小負載狀態，當認為提高負載后電源的可靠度下降，故可靠性設計重要的一個方面是負載率的設計，根據元器件的特性及實踐經驗，元器件的在小負載率下工作時，電源系統的可靠性較高的。
2.2電源冗余設計的問題
冗余電源是用于服務器中的一種電源，是由兩個完全一樣的電源組成，由芯片控制電源進行負載均衡，當一個電源出現故障時，另一個電源馬上可以接管其工作，在更換電源后，又是兩個電源協同工作。冗余電源是為了實現服務器系統的高可用性。除了服務器之外，磁盤陣列系統應用也非常廣泛。電源冗余一般可以采取的方案有容量冗余、冗余冷備份、并聯均流的N+1備份、冗余熱備份等方式。容量冗余是指電源的最大負載能力大于實際負載，這對提高可靠性意義不大。冗余冷備份是指電源由多個功能相同的模塊組成，正常時由其中一個供電，當其故障時，備份模塊立刻啟動投入工作。這種方式的缺點是電源切換存在時間間隔，容易造成電壓豁口。并聯均流的N+1備份方式是指電源由多個相同單元組成，各單元通過或門二極管并聯在一起，由各單元同時向設備供電。這種方案在1個電源故障時不會影響負載供電，但負載端短路時容易波及所有單元。冗余熱備份是指電源由多個單元組成，并且同時工作，但只由其中一個向設備供電，其他空載。主電源故障時備份電源可以立即投入，輸出電壓波動很小。對于一些需要長時間不間斷操作、高可靠的系統，如基站通信設備、*設備、服務器等，往往需要高可靠的電源供應。冗余電源設計是其中的關鍵部分，在高可用系統中起著重要作用。冗余電源一般配置2個以上電源。當1個電源出現故障時，其他電源可以立刻投入，不中斷設備的正常運行。這類似于UPS電源的工作原理：當市電斷電時由電池頂替供電。冗余電源與UPS的區別主要是由不同的電源同時供電，而UPS則是一個電源供電另一個則隨時備用，有需要時自動切換。傳統的冗余電源設計方案是由2個或多個電源通過分別連接二極管陽極，以“或門”的方式并聯輸出至電源總線上。如圖1所示。可以讓1個電源單獨工作，也可以讓多個電源同時工作。當其中1個電源出現故障時，由于二極管的單向導通特性，不會影響電源總線的輸出。
3.兩全其美的解決辦法
3.1軟件辦法的電源休眠技術
從2009年開始，國內各開關電源廠家陸續推出了結合自身電源產品的軟件休眠節能技術，其普遍的技術原理是：廠家根據自身的開關整流器的負載-效率特性，預設一個合理的負載率區間，通過電源系統監控單元實時采集整流器輸出電流與總負載電流，計算判斷需要工作的整流器數量，然后通過整流器遙控開/關機命令實現對整流器的軟關機和開機，達到休眠節能的目的。
3.2硬件辦法的電源輪流工作技術
節能控制器不依賴于開關電源監控單元，而是獨立實現對整流器輸出電流總和各模塊工作狀態的檢測，通過預先設定的整流器工作效率區間，判斷當前負載情況下需要工作的整流器數量，然后控制加裝在整流器交流輸入前端的繼電器，控制整流器的市電輸入通斷，通過冷備份方式來達到休眠節能的目的。
4.結束語
采用電源休眠技術控制的開關電源，不僅可以提高整個電源系統的工作效率，減少能源損耗，還可以對電源輸出狀況進行監控，有效實現了“該干活時就掄起膀子大干，該休閑時就安靜的休閑”的工作模式杜絕了“干也不好好干，休也休不好”的工作模式，減少了因電源閑置和怠工產生的浪費和損失。
參考文獻：
[1] 王兆安， 黃俊. 電力電子技術[M]. 北京： 機械工業出版社， 2008.
[2] 王增福， 李昶， 魏永明. 軟開關電源原理與應用[M]. 北京： 電子工業出版社， 2006.
[3] 倪海東， 蔣玉萍. 開關電源專用電路設計與應用[M]. 北京： 中國電力出版社， 2008.
[4] 謝自美. 電子線路設計實驗測試. 武漢： 華中科內蒙古大學學報[J]， 2006.
關鍵詞：電子維修 技工 技師 電源 檢修
彩電原理與維修是中職、高職電子技術專業必修課之一，也是電子維修技工、技師的考試科目之一，因其結構、原理較復雜，故障檢修有一定難度。整機電路中開關電源電路的故障率最高，且其工作電壓高、電流大和整機其他電路關聯密切，容易產生二次故障，是維修、考試中的難點，尤其是初學者往往感到無從下手。在這里根據其故障機理及以往一些經驗以一個專題的形式歸納、總結其主要檢修方法、步驟。
一、開關電源始終無輸出（保險管正常）的故障檢修
1．測開關管集電極電壓為0或遠低于300v，檢查交流220V輸入電路及整流濾波電路；若集電極電壓正常，檢查開關管b極電壓。
2．測開關管b極電壓或者在關機瞬間，用指針萬用表Rx1擋，黑筆接b極，紅筆接熱地，如聽到震蕩聲音，說明開關振蕩部分正常，是啟動電路開路或斷路問題。若無聲，在測發射結后，迅速將表轉到電壓擋，測c極電壓是否快速泄放。若是，則開關管及其放電回路均正常，正反饋電路存在故障，包括反饋電阻、電容、續流二極管、正反饋繞組及其開關管故障。若c極電壓仍不泄放，說明開關管及其回路有開路故障或b極有短路接地故障。
二、開關電源瞬間有電壓輸出的故障檢修技巧
1．假負載法：斷開行供電，在B+接假負載，監測B+電壓（應先將電壓表接到位，開機后即關機）。如果高于正常值十幾伏以上，可判斷故障是由開關電源輸出過壓，并擊穿行輸出管所致，或電源本身的保護電路動作關斷電源。應對控制開關電源輸出電壓的脈寬調制電路和振蕩定時電容進行檢查（后面將專門講述）。
若開關電源B+正常，則變換負載或改變市電壓觀察B+是否穩定輸出，對于直接取樣電源可空載，以便更好地判斷開關電源的穩定性能，若確認其良好，則故障系負載過流或保護電路動作所引起。
2．檢查保護電路：當B+正常時，測B+對地阻值，看是否直流輸出端對地短路。若沒短路，恢復行負載,開機測保護電路取樣電壓，逐一監測各保護檢測支路，直致查出故障點，不要輕易取消保護電路，因斷開保護機器失去保護功能，如果當時開關電源輸出電壓過高，引起燈絲電壓過高等故障，會造成嚴重的后果。
若確實找不出故障點，可以斷開過流保護電路，因過流故障充其量損壞故障電路中的供電回路元件，如限流電阻等，不會損壞末端負載。
三、開關電源輸出電壓高的故障檢修技巧
1．判斷整流濾波電路是否為倍壓整流狀態：測開關管集電極電壓，若比交流供電電壓高出1.4倍以上，可判斷為開關管集電極電壓高所致，應對倍壓整流電路進行檢查。對于電網電壓比較正常的地區，可以拆除倍壓整流濾波電路，降低電源故障率。
2．用替換法判斷振蕩定時電容是否不良。
3．脈寬調制電路故障也可導致電壓升高。
（1）調整交流電壓法
用調壓器改變交流輸入，使B+保持在略高于正常值，然后測脈寬調整電路中各級三極管的b、e、c極電壓，光耦①、②腳間壓降變化，看其是否與穩壓原理相符或變化趨勢一致，測到某一點與穩壓原理應得值相反，說明被測點的這一級有故障，不能正確傳送穩壓信息，使穩壓失敗，應逐一檢查相關元件。
（2）分割法（適用于直接取樣電源）
以穩壓反饋光耦為分水嶺，對電路實行分割，確定故障范圍，短路光耦③、④端，觀察B+變化。
a.B+嚴重下降或停止輸出，說明熱底板部分正常，故障點在B+取樣電路及光耦。
b.變化不明顯或無變化，說明熱底板部分有故障，詳細檢查此部分的脈寬調整電路。點檢查脈沖調整電路工作電壓的形成電路，如濾波電容、整流管等，應采用替換法，還應檢查代換各調整管和相關元件，檢查銅皮是否斷路。
注意事項：檢修電壓高的機器，應盡量脫開各負載，B+接假載，避免故障擴大，特別是CPU+5V供電取自同一電源的機器，還用采取保護措施，防止CPU損壞。
四、開關電源輸出電壓低（帶負載能力差）的故障檢修技巧
電壓低可能涉及到開關電源自身的各個部分和與開關電源相關的所有電路，在檢修時應先縮小故障范圍。
1．先測開關管c極電壓，確認開關管供電正常。
2．根據開關電源各個輸出端電壓判斷故障。
（1）開關電源有的輸出端電壓正常，有的低于正常值。故障在輸出電壓低的這個整流輸出電路，應對電路中的限流電阻、整流二極管、濾波電容進行檢查代換，若限流電阻發燙，說明負載過流，查負載。
（2）開關電源各路輸出均低。
這種情況說明負載和整流輸出電路均正常，故障在開關電源的正反饋電路、脈寬調整、開／待機電路、保護電路。
（3）輸出電壓有的下降比例大，有的輸出電壓下降比例小。
測量結果說明故障在輸出電壓下降比例大的電路。此時可斷開此路負載，如果斷開的是行電路，應接假負載。在斷開負載后，再測開關電源各輸出端電壓，若恢復正常，可判斷所斷電路的負載有過流現象。若仍不正常，說明故障在該整流濾波電路。
3．斷開主負載、接上燈泡，判斷是否負載故障。
有些收臺圖閃、帶負載后電壓不穩的機器，難于鑒別故障是在電源或是負載時，可以采用“借法”，用此電源帶同等尺寸、相同B+電壓的另一臺機器行負載，進行判斷。
4．保留啟動、正反饋、軟啟動及負反饋電路。逐一取消各種保護電路、待機控制電路末端三極管。開機觀察故障是否消除，確定故障范圍。
注意：兼有穩壓作用的電路不能斷開（例如光電耦合器）。斷開保護電路時，須謹慎，并采取防止電壓升高的措施。查熱地部分的負反饋方法與檢查電壓高的方法相近，采用使B+輸出高的思路（注意改變工作點不能造成B+過高擴大故障）。
引言
隨著社會信息化的不斷發展以及先進制作工藝的不斷提高，作為大屏幕壁掛式電視和高質量多媒體信息顯示的終端——彩色交流等離子體顯示器（AC-PDP）,其屏幕做得越來越大，功耗越來越小，電路結構越來越簡單，成本也越來越低。而電源作為AC?PDP的一個重要組成部分，也向著小型化和簡單化的方向發展。
傳統的AC?PDP電源一般采用兩級方案，即PFC級＋DC/DC變換的電路拓撲結構。它們分別有各自的開關器件和控制電路。盡管其能夠獲得很好的性能，但其體積過大，成本太高，電路比較復雜。因此，對其進行小型化改造也成了AC-PDP技術研究的一個方向。
由于AC?PDP驅動控制電路的復雜性，導致了其開關電源的復雜性。分析可知，不管從傳輸能量角度還是從所占體積的角度，PFC模塊和掃描驅動電極DC/DC變換模塊都占有相當大的比例。因此，對這兩部分的改造就成為AC-PDP開關電源小型化改造的一個切入點。本文根據單級功率因數校正的工作原理，提出了一種AC-PDP電極驅動電源模塊改進方案。
1 單級PFC維持電極電源模塊的拓撲結構及工作原理
本文采用的單級功率因數校正變換器電路拓撲結構如圖1所示。單相交流電經全波整流后，通過串聯兩個感性ICS（Input?currentshaping）接到雙管反激的DC/DC變換單元。
圖中的兩個ICS單元完全相同，即LB1=LB2，LD1=LD2，N1p=N1n。采用這種雙ICS的單元結構是為了減小儲能電容器上的電壓以及流過開關管的電流。
下面通過開關管的動作過程分析整個電路的工作原理以及工作過程。
1）S1和S2導通期間其簡化電路如圖2（a）所示。開關管導通，儲能電容經圖2（a）中右邊回路釋放電能，反激變換器TR開始儲能，iDC由零開始上升。線圈N1p及N1n分別感應產生左負右正和左正右負的電壓，D1n和D1p開始導通，D2n和D2p截止。Vin經圖2（a）中左邊的回路給儲能電容CB1及CB2充電，iin開始上升，電感LB1，LB2，LD1，LD2充電。
因為VLB1=VLB2，VLD1=VLD2，為了分析方便，令
VLB=VLB1＋VLB2=2VLB1VLD=VLD1＋VLD2=2VLD1在右邊的回路中，根據基爾霍夫定律有
VLB＋VLD=Vin－VB(1-2N1/Np)>0 （1）
式中：Vin為全波整流后的輸出電壓，即Vin=
Vs|sinωt|；
VB=VB1＋VB2；
N1為繞組N1n及N1p的匝數；
Np為反激變換器原邊主繞組的匝數。
又因為
VLB=VLB1＋VLB2=LB1(diin/dt)＋LB2(diin/dt) （2）
VLD=VLD1＋VLD2=LD1(diin/dt)＋LD2(diin/dt) （3）
將式（2）及式（3）代入式（1），可得
(LB＋LD)(diin/dt)=Vin-(1-2N1/Np)VB（4）
所以
diLB/dt=Vin-(1-2N1/Np)VB/(LB+LD)
式中：LB=LB1＋LB2；
LD=LD1＋LD2。
2）S1和S2截止期間
簡化電路圖如圖2（b）所示。此時iDC等于零，反激變換器給負載供電。線圈N1P及N1n分別感應產生左正右負和左負右正的電壓，D1n及D1p反向截止，D2n及D2p續流導通。根據基爾霍夫定律有
VLB=LB=Vin－VB<0所以=<0
所以diLB/dt=(Vin-VB)LB<0
從上面的分析可知，當Vin<VB時，D1n，D1p，D2n，D2p全部截止，電流iin為零，電感LB1及LB2中沒有電流流過，即回路電流iin存在一個死區θ（deadangle），是不連續的。也就是說，在半個工頻周期內，只有一部分時間電感LB的電流連續工作，iLB在半個工頻周期內的波形如圖3所示。
由圖3可以看出，當輸入電壓為交流正弦波時，其輸入電流為一含有高頻紋波的近似正弦波。兩者相位基本相同，提高了輸入端的功率因數。
2 試驗結果
根據4電極42英寸（107cm）彩色PDP驅動電路的要求，設計驅動電源模塊的參數為：
輸入電壓AC170～250V；
輸出電壓DC200～240V；
輸出電流1A。
實驗電路采用UC3845作為開關管的控制芯片，開關的工作頻率為80kHz。DC/DC變換部分采用雙管反激電路。
實驗測得，當輸入電壓為AC220V，50Hz，輸出功率為240W（240V/1A）時，系統的功率因數為0.786。轉換效率為72.5％。此時得到輸入端的電壓電流波形如圖4所示。
關鍵詞 Boost變換器;建模;電壓控制模式;小信號;仿真;連續導通模式
中圖分類號 TM4文獻標識碼A文章編號 1674-6708(2010)18-0066-03
The Modeling and Design for Boost Converter of Small-signal Model Voltage Control CCM Mode
REN Zhiqiang1,CAO Wensi2
1. Zhoukou Architectural Design and Research Academy,Zhoukou466000,China
2. North China Institute of Water Conservancy and Hydroelectric Power,Zhengzhou450011,China
Abstract For the time-variant and non-linear characteristics of Boost Converters,
the operation modes and the work principle are analyzed. The small signal math model of Boost DC -DC converter is established using the state- space averaging method, The closed-loop control system of voltage mode control was built with mathematical models. the waveforms of simulations of typical Boost converter circuit models and mathematic models were compared by MATLAB software, Simulation results accord with theoretical analysis, showing the validity of proposed modeling method. The simulation result of the closed control system of voltage mode control shows the system is stabile. The method how to select parameter of DC -DC converter is presented.
KeywordsBoost Converters;modeling;voltage mode control;small signal;simulation;CCM
0 引言
直流-直流升壓變換器在單相功率因數校正(PFC)電路、電動機傳動和其他交直流電源中得到廣泛的應用[1-2]。直流-直流變換器是一個典型的非線性系統,運行中必然存在著豐富的線性及非線性現象[3-4]。為了設計優良的變換器控制器,需要對變換器系統的各種動態過程進行細致的觀察和分析,對變換器系統運行特性分析及運行狀態預測的工作通常是以變換器數學模型[5]為研究基礎。
本文基于在低頻、小信號、小紋波3個假設條件下利用狀態空間平均法[6-7]建立了CCM模式下Boost變換器小信號模型,并按照其數學模型組建了電壓控制模式閉環控制系統。并應用MATLAB對Boost變換器的電路模型和狀態空間平均法數學模型進行仿真對比,仿真結果與理論分析一致,證明了所提出的建模方法的正確性。同時對電壓模式控制系統進行仿真,表明系統是穩定的。并給出了設計DC-DC 變換器參數選擇方法,為實際開關電源系統的設計和調試提供了新的思路。
1 Boost變換器工作原理與建模
1.1 Boost變換器工作原理
Boost 電路的基本拓撲電路如圖1 所示。Boost DC-DC變換器由功率開關S、儲能電感L、續流二極管D、濾波電容C、負載電阻R、電感線圈的電阻 和輸入電壓 組成。變換器有電感電流連續和斷續兩種工作方式[3],開關電源變換器工作在連續模式時: ,開關電源變換器工作在連續模式時: 。設電路在CCM工作模式,電路分開關S導通和開關S斷開兩個階段,開關S導通時,為電感L儲能階段,此時電源不向負載提供能量,負載靠儲于電容C的能量維持工作,開關S斷開時,電源和電感共同向負載供電,此時還給電容C充電。
1.2 建模分析
DC-DC 變換器的建模方法較多,這里采用狀態空間平均法。因為這種方法是平均法的一階近似[8],其物理概念清楚,可利用線性電路和古典控制理論對DC-DC 變換器進行穩態和小信號分析。
若DC-DC變換器工作于CCM,可由式(1)、 (2)描述它的兩個線性工作模態:
式(1) 和式(2)中為功率開關管導通占空比, ,為導通時間,T 是開關周期; ,是狀態變量, 是電感電流, 是電容電壓, 是開關變換器的輸入電壓;為輸出狀態變量;A1,A2,B1,B2,C1,C2是系數矩陣,與電路結構和參數有 關。
電壓型控制方式的基本原理圖如下圖2所示,系統輸出電壓(V0)經過采樣得到圖中的VFB。VFB與基準電壓Vref比較,誤差放大后得到Vc,PWM比較器將Vc和固定頻率的鋸齒波(Vs)比較,輸出一組控制脈沖控制功率開關管V的導通和關斷。這些脈沖的寬度隨誤差信號Vc的變化而變化,它們決定輸出能量的大小,當負載消耗能量增大時,脈沖寬度增大;負載消耗能量減小時,輸出脈沖寬度減小,這樣維持輸出電壓相對穩定。
2 Boost變換器電路設計
2.1 主電路設計
假設輸入電壓選定為Vi=5V,輸出電壓定為V0=10V。
2.1.1 開關頻率的確定
提高電源開關頻率,可以相應減小電源體積,但同時開關損耗也急劇增加,工作頻率( )和開關損耗( )的關系大致為:
,在本仿真實驗中開關頻率定為10kHZ
2.1.2 占空比的確定
考慮二極管正向壓降后, ,當采用同步整流技術后由于整流管壓降很低所以其壓降不予考慮, 。
2.1.3 輸出濾波電容的確定
輸出濾波電容的選擇與電源變換器的類型、最大輸出工作電流和開關頻率等因素有關.目前所使用的電容大多數是低ESR值的電解電容。可根據允許輸出電壓脈動的峰-峰值來設計電容
=
依據ESR(等效串聯電阻)最小的原則考慮來選擇輸出濾波電容。本設計中選擇電容值為2 000,由此可見,輸出電容越大,開關頻率越高,則輸出紋波越低。
2.1.4 輸出濾波電感的確定
電感的作用是保持恒定的電流,即限制電流的變化率,電感值正比于輸入電壓而反比于輸出功率。電感的大小決定了開關電源主回路處于CCM還是DCM工作狀態。根據式
,為保證一定裕量,電感電流連續導通模式(CCM)時,選取大于的標準電感值50 。
2.1.5 開關管的確定
功率MOSFET的特點是開通關斷速度快,采用電壓方式驅動,對于本設計中的小功率DC-DC轉換器,選用功率MOSFET作功率開關管是不錯的選擇。開關管的電流應力:。
開關管的漏源之間電壓最大值出現在由導通轉換為截止的瞬間,若連續二極管的開關特性是理想的,且設其導通時二極管正向壓降為零,則電壓應力為: , 考慮二極管正向壓降,則有。據此可以選擇開關管。
2.2 控制電路設計
2.2.1 PWM環節傳遞函數
在開關電源控制系統中,調節器的輸出u為直流電平,與鋸齒波相比較,得到占空比D隨u變化地PWM信號,其原理如圖3所示。因此PWM環節將控制量u由電壓信號轉換為時間信號D。
設us上升段的斜率為k,則占空比D與直流電平u間的關系為,
2.2.2 調節器傳遞函數
開關電源中的調節器,根據給定信號與反饋信號相減得到的誤差信號來計算控制量u,用以控制開關的占空比,常用的調節器有比例-積分(PI)調節器和比例-積分-微分(PID)調節器。
PI調節器的傳遞函數為: ,還可以寫成如下形式:
由于這一形式為比例和積分兩項的和,因此,該調節器被稱為比例-積分(PI)調節器, 比例-積分-微分(PID)調節器的傳遞函數為:
還可以表示為:它可以看成是比例、積分和微分項的和。
2.2.3 電壓模式控制系統
利用上面建立的各個環節的傳遞函數,可以做出該系統的方框圖如圖4
(a)狀態空間平均模型仿真結果(b)基于Matlab/Power System Blockset仿真結果
圖5仿真結果
由上述參數可得,狀態空間平均模型仿真參數為: =100,
250,=20000,=10000。仿真結果如圖5(a),利用Simulink 中的Power system blockset模塊庫,對Boost變換器電路模型進行仿真,仿真結果如圖5(b)。
3.2 電壓模式控制系統仿真
。為了能使系統穩定,選 。使用Matlab可以仿真出系統的博德(Bode)圖如圖10所示,根據對數穩定判據,可知Z=P-N,其中P=0,由系統的傳遞函數得出,N為相頻特性曲線穿越的次數,從上圖所示可知N=0,所以系統是穩定的。
4 結論
分析了CCM模式下Boost變換器的工作原理后,基于在低頻、小信號、小紋波3個假設條件下利用狀態空間平均法建立了其小信號模型,并按照其數學模型組建了電壓控制模式閉環控制系統。并應用MATLAB對Boost變換器的電路模型和狀態空間平均法數學模型進行仿真對比,仿真結果與理論分析一致,證明了所提出的建模方法的正確性。同時,對電壓模式控制系統進行仿真,表明系統是穩定的。并給出了設計DC-DC 變換器參數選擇方法,為實際開關電源系統的設計和調試提供了新的思路。
參考文獻
[1] 張占松,蔡宣三.開關電源的原理和設計[M].北京:電子工業出版社,1999.
[2] 王兆安,黃俊.電力電子技術[M].北京:機械工業出版社,2000.
[3] 冷朝霞,劉慶豐,王華民.一種DC-DC 變換器的離散數學模型[J].系統仿真學報,2008,20(10):5672-5676.
[4] 丁茂生,王鋼,歐陽慧林.DC-DC變換器數字控制離散建模研究[J].繼電器,2004,32(14):8-11.
[5] 沈艷霞,陳進軍,紀志成.Buck變換器非線性控制器設計[J].電力自動化設備,2008,28(12):56-59
[6] DAVOUDI A,JATSKEVICH J,de RYBEL T.Numerical state- space average - value modeling of PWM DC- DC converters operating in DCM and CCM[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2006,21(4):1003- 1012.
[7] ALOISI W,PALUMBO G. Efficiency model of boost DC- DC PWM converters[J].International Journal of Circuit Theory and Applications,2005,33(5):419- 432.
[8] 曹文思,楊育霞. 基于狀態空間平均法的BOOST變換器仿真分析[J].系統仿真學報,2007,19(6):1329-1334.
【關鍵詞】 開關電源；多路輸出；發展綜述
中圖分類號：TG434.1 文獻標識碼：A文章編號：
開關電源是通信設備中不可缺少的基礎部件之一，伴隨著通信產業的迅猛發展，越來越多的現代通信設備需要同時輸入多路不同的電壓對設備進行供電。為了滿足現代通信設備需要多路電壓對其進行供電的要求，有效的提高通信設備工作時的穩定性與可靠性，需要研制出穩定性好、可靠性高的多路輸出開關電源，給通信設備工作的穩定性、可靠性提供有效的保證。
一、多路輸出開關電源技術
早期人們為了實現多電源供電的需求，主要采用每個供電端均采用獨立的開關電源進行供電。雖然這樣能夠使得各個輸出電源都精確穩定，但是這樣會使得電源系統的元器件繁多，而且尺寸也往往較大。同時，當各個部分的開關電源的開關管工作頻率不相同時，就會產生拍頻干擾。因此針對以上情況，人們考慮到需要采用單個變換器來實現多路輸出的要求，因此才有了多路輸出開關電源技術的發展。多路輸出開關電源的整體穩壓精度直接由其控制變量決定，只有在控制變量的個數不小于輸出的支路數，才能實現各路的精確穩壓。
二、多路輸出開關電源技術綜述
1、單變壓器多繞組多路輸出技術
圖1所示為正激變換器的簡單拓撲結構，即常規的單變壓器多繞組多路輸出技術，其主輸出電壓為Vout-m。
圖1 單變壓器多繞組多路輸出變換器
此拓撲結構的主輸出部分采用脈寬調制方式進行精確穩壓，而輔助輸出Vout-s，不進行反饋調節，只是通過變壓器的交叉調節方式對輔助輸出電壓進行調整。采用這種調節方式所帶來的問題主要是：(1)由于變壓器存在一定的漏感及繞組電阻，使得輔助輸出電壓Vout-s出現交叉調節誤差，從而導致輔助輸出電壓調節精度不高；(2)當電感L2上的電流或是電感L3上的電流不連續時，Vout-s變化顯著。由于常規的單變壓器多路輸出模式設計簡單，所以在對主路輸出電壓精確要求較高，而對輔助輸出電壓要求較低的場合得到了較為廣泛的應用。
2、耦合電感多路輸出技術
耦合電感多路輸出變換器如圖2所示，它是基于常規的單變壓器多繞組多路輸出模式上進行改進的。圖中所示的濾波電感L2與L3按照正激變換器中變壓器的繞制方法，繞制在同一磁芯上，主輸出電壓采用脈寬調制方式是進行精確穩壓，輔助輸出電壓由變壓器與耦合電感共同進行調節。跟變壓器的交叉調節方式相比較，耦合電感的多路輸出變換器其工作穩定。不足之處依然是變壓器與耦合電感存在一定的漏感和繞組電阻，輔助輸出電壓Vout-s同樣的存在交叉調節誤差。
圖2 耦合電感的多路輸出變換器
3、磁放大器后置調節技術
由于常規的多路輸出變換器技術與耦和電感多路輸出變換器技術，都僅是對主輸出電壓進行反饋，而輔助輸出電壓部分處于開環工作狀態，使得輔助輸出穩壓精度相對較差與負載調整率相對較低，這就直接導致了在輔助輸出電壓穩壓精度要求較高，同時負載調整率也要求較高的場合，其應用受到了極大的限制。基于傳統多路輸出DC/DC變換器的一系列缺點，研究發現在輔助輸出部分加入磁放大器后級調整模塊，能夠對輔助端的輸出電壓達到有效的調節，得到了性能較高的輔路輸出電壓。磁放大器利用電感能夠飽和的特性來實現開關功能，它的作用就相當于一個功率開關器件：在飽和的情況下，磁放大器中的相對磁導率趨近零，磁放大器處于短路狀態，相當于開關導通；在非飽和情況下，它的相對磁導率趨近無窮大，磁放大器處于截止狀態。在磁放大器的材料選擇上，因磁放大器采用高矩形度的飽和電感來充當電路中常規的開關器件，所以在實際的應用中要盡量選取B-H磁滯曲線較小的磁性材料。磁放大器后置調節技術的原理圖如圖3所示。
圖3 磁放大器后置調節變換器
4、同步開關后置調節多路輸出技術
經過長期的研究與分析，對磁放大器后置調節方式的不足加以改善，把后級電路的磁放大器換成功率開關管器件，也就是所謂的同步開關后置調節技術。其工作原理與磁放大器后置調節方式相同，同樣是利用開關管的開關功能，對后級的輸出電壓進行二次調節，達到提高輔路輸出電壓的精確度與穩定性。同步開關后置調節多路輸出變換器如圖4所示
圖4 同步開關的后置調節變換器
同步開關的后置調節方式，對主輸出電壓Vout-m進行閉環調節，輔路輸出電壓Vout-s利用功率開關管的開關原理進行二次調節，使多路輸出變換器的各路輸出電壓精確度與穩定性得到了顯著提高。同樣這種調節方式也有它的一些缺點：當主控支路電感L2上的電流斷續時，開關管Q1的占空比將變小，這就導致了輔輸出電壓Vout-s可調節的范圍變窄，甚至導致輔輸出無法調節。
三、多路輸出開關電源新技術綜述
1、單繞組實現多路輸出技術
單繞組技術是相對于多個繞組而言的，是利用變壓器同一個次級繞組產生多路輸出的技術。拓撲見圖5，以兩路輸出為例，該拓撲還同時應用了同步整流與同步開關復合的技術。其工作原理如下：在變壓器電壓變為正向之前，QR處于導通狀態，在變壓器的電壓上升沿處QR關斷，一段延時后，QF和QS導通，在所要求的PWM持續時間結束時，由二次側控制器關斷。圖6是該拓撲使用脈沖后沿調制理想的開關和控制波形。
圖5 同一次級繞組實現多路輸出拓撲
圖6 變換器理想的開關與控制波形
在隔離式多路變換器中，利用同一個繞組實現多路輸出變換器很明顯的一個特點就是將磁性元件的數量減到最小。同步整流與同步開關后置調節技術的復合使用，具有以下優點：①可實現QR與QF的零電壓開通，二次側的正向FETs自身帶有一個開通延時，使初級側開關零電流開關，實現高效率；②初次級沒有任何信號需要傳遞；③初級側可在固定的占空比下獨立工作，沒有交叉調節或最小負載要求；④所有二次側開關自動與變壓器波形同步，變換器只有一個工作頻率，簡化了EMI濾波設計；⑤應用同步整流技術，適用于需要多個值相近的低壓大電流輸出的場合。不足之處是同步整流技術的應用，使得驅動電路的設計較為嚴格，而且兩組驅動之間需要一個延時電路。
2、單電感實現多路輸出技術
這是一種非隔離型的多路輸出變換器，拓撲見圖7。該拓撲包含兩個子變換器A，B，共用一個電感L和開關S1，采用分時復用(Time-multi-plexing)，實現兩路電壓輸出，變換器工作在不連續導通模態(CDM)。
圖7 單電感雙路輸出變換器
圖8是SIDO變換器的TM控制圖解，令Φa，Φb持續時間相同，相位互補。則當Φa=1時，Sb斷開，沒有電流流經輸出Vob，首先關閉S1，電感電流IL增加，持續時間為D1aT，由輸出誤差放大器決定。在D2aT時間里，S1打開，Sa閉合，電感電流被傳遞到輸出Voa，這時需要一個零電流檢測器，當檢測到電感電流為零時，變換器進入D3aT時段，Sa再次打開。電感電流一直保持為零，直到Φb=1。這里，D1a，D2a，D3a需滿足以下條件：
D1a+D2a≤1/2
D1a+D2a+D3a=1
在Φb=1時段，變換器B重復上面的開關動作，故使得兩個輸出交替調節。
圖8 SIDO變換器的時間控制圖解
多路輸出技術的特點是需要較少的電感、功率器件和控制環，降低電源的成本和體積，而且這種拓撲很容易被拓展來實現多路輸出。但這種技術采用新穎的TM控制策略，要求變換器只能工作在不連續導通模態。這種多路輸出變換器適用于各種便攜式設備。
結束語
采用多電源供電的系統設計是很常見的，本文就近年來電源多路輸出技術的發展做了歸納。多路輸出技術經過不斷更新進步，如今將伴隨著移動通訊設備，數字處理系統的發展，朝著纖巧、高效、低成本的方向發展，且已成為片上電源管理系統采用的有效節能手段。
參考文獻
[1] 文露，謝運祥. 開關電源多路輸出技術控制方法綜述[J]. 電源技術應用. 2009(06)
