時間：2023-05-30 10:46:01
開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇開關電源，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
關鍵詞：開關電源；仿真；電磁干擾
在開關電源中，開關管的電壓接近方波，含有豐富的高次諧波，同時，由于開關變壓器的漏電感及分布電容以及開關器件的工作狀態非理想，在高頻開或關時，常常會產生高頻、高壓的尖峰高次諧波振蕩，該諧波通過開關管的散熱器對地之間的分布電容傳送到輸入端；也可以通過變壓器初次級間的耦合電容及變壓器的對地電容通過輸出回路傳送到輸入端。因此，開關電源中存在著較嚴重的電磁干擾。
本文以12V、0.85A的反激式開關電源為例，見圖1，應用仿真軟件Pspice進行研究，仿真分析了開關電源中的電流和電壓的特點，探究了電源的EMC問題的解決策略。
圖1 12V，0.85A的反激式開關電源
圖2 反激式開關電源的Pspice仿真電路
1 開關電路的電流、電壓
下圖3依次是開關管漏源電壓、漏極電流、高頻變壓器原邊電流、RCD吸收電路的電流、漏極對地電容的電流：
圖3
由圖3可以總結出此反激式開關電源波形的幾個特點：（1）波形均為脈沖波形，頻率為40KHz；（2）開關管的導通時間極短，此電路參數下為6uS左右。（3）除開關管的電流，都疊加著振蕩波形，即文獻資料中所說的“振鈴”。
2 由漏電感引起的開關管的電壓尖峰及高頻振蕩
圖4是無RCD鉗位電路時開關管漏源電壓的波形。圖中，開關管截止瞬間的電壓尖峰和高頻振蕩由高頻變壓器的漏感引起，產生了659.055V的瞬間電壓，這同有RCD鉗位電路（圖3）相比（最高電壓為500V左右），高出了159V。
此開關管的額定電壓為600V，且工作在高頻狀態，如果不采取措施，開關管很容易損壞，造成整個電源不能正常工作，作為設備的驅動裝置，這是不允許的。
3 開關管漏極電壓突變引起的干擾電流
由于開關管的漏源電壓極高，且導通和截止的時間極短，使開關管漏極對地等效電容Cp產生了較大的干擾電流。由圖5可知，開關管導通瞬間產生的最大電流為1.8985A，截止瞬間產生的最大電流為377.665mA。
圖5 開關管漏極對地電容的電流波形
Cp在本電路中由開關管的散熱片對地電容、變壓器原邊對地電容、變壓器初次級間的耦合電容、變壓器副邊的對地電容、輸出整流二極管的電容等構成。由于開關電源的共模干擾主要就是漏源高壓的瞬間突變產生的，其電流的大小與漏源電壓的變化率、電容的容量成正比，因此應采取一定的措施減小Cp。
4 輸出電路的仿真分析
輸出電路由整流二極管、濾波電路等構成。 圖6依次為開關管漏源電壓、輸出整流二極管陽極電壓、二極管電流、輸出直流電壓的波形。由圖可知，整流二極管的陽極電壓同開關管的漏極電壓一樣，也存在著瞬間突變，因此產生了干擾電流。
圖6
為了減小輸出端口對傳導騷擾的影響可以采取如下措施：（1） 采用帶屏蔽層的高頻變壓器，減小原副邊的耦合電容。（2） 在輸出“地”與輸入“地”之間跨接一個高頻電容，可以旁路一部分騷擾電流，使流向電源輸入端的干擾電流減小。（3）在輸出電路中加入共模、差模濾波電路，對輸出端的高頻干擾進行抑制。
參考文獻
[1]沙占友等編著.新型單片開關電源設計與應用技術，電子工業出版社，2005.
關鍵詞：電力電子；開關電源；高頻開關。
1引言
我國電力電子技術中廣泛引進信息電子技術以及半導體技術，這使得電力電子技術朝著高頻方向發展。電力電子技術主要包括變流電路、電子器件、控制電路。開關電源主要借助電力電子技術，實現對半導體器件開通和關斷的控制，保證電壓輸出穩定。開關電源相較傳統的線性穩壓電源占地較小且應用效率高，因此廣泛應用于各類電子產品中。但與此同時，開關電源在實際應用過程中受到電磁干擾的影響，而且電路分布復雜，受到射頻干擾程度較大。開關電源中的整機電路由控制電路以及主電路進行控制，其中，整機電路主電路復雜電網能量的轉換和傳遞，包括輸出整流濾波、輸入整流濾波以及功率轉換。本文中以當前較為常用的高頻開關電源為例，闡述高頻開關電源的應用特點，并分析電力電子技術在開關電源中的應用。
2高頻開關電源的特點
2.1分類
根據開關電源的實際用途以及標準對其進行分類，有著多種分類方式。首先，根據開關電源的驅動方式進行分類，可將開關電源分成他勵式、自勵式兩種[1]。如果按照開關電源的輸出/入類型進行劃分，則能夠分為AC/DC以及DC/DC兩種不同變換器。想要實現對開關電源進行精準控制，按照控制方式以及用途不同，可將開關電源分為PFM混合式、PWM脈沖寬度調制式等等。對開關電源進行電路劃分，可將開關電源分為諧振型開關電源、非諧振型開關電源。
2.2應用
高頻開關電源在實際應用過程中能夠實現交流電源的轉換工作，從而滿足電氣設備的供電需求。高頻開關電源在運行時，電流經過大功率開關元件的逆變電路，進行低壓轉換，最終形成穩定的輸出電壓。一般來說，現代高頻開關電源具有重量輕、體積小的顯著特點。高頻開關電源在使用過程中不需要借助工頻變壓器，這使得高頻開關電源的質量和體積相較于其他開關電源更輕、更小，便于安裝和使用。盡管高頻開關電源體積以及重量不足其他開關電源的一半，但是高頻開關電源卻有著極大的功率系數，并且能夠利用硅導通角對相變整流器實際功率進行控制。高頻開關電源負載的變化也會影響到功率系數的變化，當負載產生變化變小時，對應的系數也會變小。此外，高頻開關電源噪聲較小也是一大特點[2]。高頻開關電源在運行過程中的噪聲還不到50db。相比之下，高頻開關電源運行時的噪聲比相控整流設備運行過程中的噪聲降低了35%之多。而且，高頻開關電源在開關的瞬間能源消耗較低，這有利于節能減排，并能夠有效提升整機的運行效率。
3電力電子技術
3.1電力電子技術在高頻開關電源中的應用
電力電子技術在高頻開關電源中的應用十分廣泛。高頻開關電源支持大功率晶體管運行，并能夠有效提升整流器功率容量。隨著人們對于集成電路所展開的深入研發，促進了高頻開關電源在電氣工程領域的應用，也使得開關電源朝著模塊化、微小化和高效化的方向發展。計算機技術以及通信技術的應用，使得高頻開關電源設備更具穩定性。借助UPS經過整流器能夠實現電流的直流輸出，將交流電轉換為兩部分。開關電源中的一部分電流傳送至轉換開關、逆變器等元器，實現設備的正常工作，另一部分則流入電池，為電池進行充電。不間斷電源借助大功率IGBT，能夠有效降低噪聲強度，并在一定程度上保提高了高頻開關電源的系統穩定性。高頻變頻器主要應用于開關電源的電氣傳動系統中，能夠實現對電機變頻速度的調控。高頻變頻器電源經過高頻變換器、大功率晶體管，實現電壓轉換，改變電壓的頻率、功率，具有節能減排的作用。借助現代高新技術，能夠將開關電源中強電和弱電進行結合，能夠有效降低開關電源研發的成本，具有節能減排、經濟高效的應用優勢[3]。
3.2技術優勢
采用電力電子技術中的軟開關技術能夠有效降低開關電源的故障發生率。借助IGBT功率器件對開關電源中PWM進行控制，從而解決大功率電源逆變主電路結構的能源消耗問題，降低開關電源的能耗。應用諧振原理解決傳統開關電源的浪涌電流問題，并有助于減緩電壓尖峰，降低系統故障發生概率。諧振電路在進行開啟和關閉時能夠對高頻變壓器中的電容、電感進行吸收，降低開關電源的能耗，同時能夠為晶體管等元件進行減壓。相比于傳統電路開關啟動造成的巨大能耗損失，采用電力電子技術能夠有效保證開關電源運行的穩定性，提高開關電源的利用率。此外，電力電子技術中的同步整流技術能夠有效提高開關電源的運行效率。同步整流技術將整流開關二極管部位的金屬絕緣體的二分之一進行反接，使同步電流通過零電壓/電流開關，實現對同步整流的初始脈沖信號驅動，以這種方式實現零電壓開關。通常情況下，同步整流技術適用于一些電壓較低、電流較大的開關電源中。電力電子技術中的控制技術能夠實現對多路電流/電壓的控制。在控制技術實施過程中，主電路的設計需符合開關變換器結構要求，并具備離散非線性的特點。控制技術具有其動態性，能夠利用時間周期的變化對開關電源進行控制。在開關電源控制技術中應用到的算法包括：基因算法、模糊算法、神經網絡控制算法等等。這些算法的應用可以保證計算機的運行速度有所提升，并且使開關電源運行更加智能，實現開關電源的高效化、數字化、模塊化。
3.3發展趨勢
開關電源在運行過程中具備安全、高效、可靠、節能、低噪等顯著優勢，現階段，常見的開關電源中采用雙極性晶體管，這種型號的開關電源在頻率控制上仍有待提高。因此，開關電源的應用趨勢應以提升開關元器件的開關頻率為主，這樣才能夠有效的保證開關電源的頻率，達到節能減排的目的。考慮到提升開關電源的開關速度會對電路中分布電感和電容產生干擾，致使二極管存儲電荷存在浪涌情況。為例對存儲電荷的浪涌情況進行控制，可根據實際情況選擇不同的應對方法。一般來說，可采用L-C緩沖器、磁緩沖器等輔助元器件控制浪涌。針對高頻開關電源而言，可采用部分諧振轉換電路技術對存儲電荷涌浪情況進行控制。諧振式開關電源能夠降低開關啟動過程中的能源損耗，但在實際應用過程中，部分諧振轉換電路技術在高頻開關電源應用中仍存在諸多難以攻克的技術難題。現階段，國際上針對開關電源的運行電流耗電情況，已經展開了相關研究，有學者通過降低開關電源運行電流的方式，輔助降低結溫措施，控制開關電源中器件應力，從而保證開關電源產品的可靠性，能夠解決開關電源存儲電荷的涌浪以及噪聲等問題，具有一定的實用性。當前，開關電源模塊化發展推進了電力電子技術在開關電源中的應用成效。通過設置開關電源中的模塊化電源組，能夠將開關電源系統進行分布控制。為了能夠降低模塊化開關電源的開關功率，可在模塊化開關電源設計過程中加入濾波器，能夠實現對開關電源存儲電荷的涌浪的有效控制，從而提高模塊化開關電源的實用性。電力電子技術在開關電源中的應用使得開關電源性能更加穩定。
關鍵詞開關電源電磁干擾抑制措施耦合
目前，許多大學及科研單位都進行了開關電源EMI（ElectromagneticInterference）的研究，他們中有些從EMI產生的機理出發，有些從EMI產生的影響出發，都提出了許多實用有價值的方案。這里分析與比較了幾種有效的方案，并為開關電源EMI的抑制措施提出新的參考建議。
一、開關電源電磁干擾的產生機理
開關電源產生的干擾,按噪聲干擾源種類來分,可分為尖峰干擾和諧波干擾兩種;若按耦合通路來分,可分為傳導干擾和輻射干擾兩種。現在按噪聲干擾源來分別說明：
1、二極管的反向恢復時間引起的干擾
高頻整流回路中的整流二極管正向導通時有較大的正向電流流過,在其受反偏電壓而轉向截止時,由于PN結中有較多的載流子積累,因而在載流子消失之前的一段時間里,電流會反向流動,致使載流子消失的反向恢復電流急劇減少而發生很大的電流變化(di/dt)。
2、開關管工作時產生的諧波干擾
功率開關管在導通時流過較大的脈沖電流。例如正激型、推挽型和橋式變換器的輸入電流波形在阻性負載時近似為矩形波,其中含有豐富的高次諧波分量。當采用零電流、零電壓開關時,這種諧波干擾將會很小。另外,功率開關管在截止期間,高頻變壓器繞組漏感引起的電流突變,也會產生尖峰干擾。
3、交流輸入回路產生的干擾
無工頻變壓器的開關電源輸入端整流管在反向恢復期間會引起高頻衰減振蕩產生干擾。
開關電源產生的尖峰干擾和諧波干擾能量,通過開關電源的輸入輸出線傳播出去而形成的干擾稱之為傳導干擾;而諧波和寄生振蕩的能量,通過輸入輸出線傳播時,都會在空間產生電場和磁場。這種通過電磁輻射產生的干擾稱為輻射干擾。
4、其他原因
元器件的寄生參數，開關電源的原理圖設計不夠完美，印刷線路板（PCB）走線通常采用手工布置，具有很大的隨意性，PCB的近場干擾大，并且印刷板上器件的安裝、放置，以及方位的不合理都會造成EMI干擾。
二、開關電源EMI的特點
作為工作于開關狀態的能量轉換裝置，開關電源的電壓、電流變化率很高，產生的干擾強度較大；干擾源主要集中在功率開關期間以及與之相連的散熱器和高平變壓器，相對于數字電路干擾源的位置較為清楚；開關頻率不高（從幾十千赫和數兆赫茲），主要的干擾形式是傳導干擾和近場干擾;而印刷線路板(PCB)走線通常采用手工布線,具有更大的隨意性,這增加了PCB分布參數的提取和近場干擾估計的難度.
三、EMI測試技術
目前診斷差模共模干擾的三種方法：射頻電流探頭、差模抑制網絡、噪聲分離網絡。用射頻電流探頭是測量差模共模干擾最簡單的方法，但測量結果與標準限值比較要經過較復雜的換算。差模抑制網絡結構簡單（見圖1），測量結果可直接與標準限值比較，但只能測量共模干擾。噪聲分離網絡是最理想的方法，但其關鍵部件變壓器的制造要求很高。
四、目前抑制干擾的幾種措施
形成電磁干擾的三要素是干擾源、傳播途徑和受擾設備。因而,抑制電磁干擾也應該從這三方面著手。首先應該抑制干擾源,直接消除干擾原因;其次是消除干擾源和受擾設備之間的耦合和輻射,切斷電磁干擾的傳播途徑（見圖2）;第三是提高受擾設備的抗擾能力,減低其對噪聲的敏感度。目前抑制干擾的幾種措施基本上都是用切斷電磁干擾源和受擾設備之間的耦合通道，它們確是行之有效的辦法。常用的方法是屏蔽、接地和濾波。
采用屏蔽技術可以有效地抑制開關電源的電磁輻射干擾。例如,功率開關管和輸出二極管通常有較大的功率損耗,為了散熱往往需要安裝散熱器或直接安裝在電源底板上。器件安裝時需要導熱性能好的絕緣片進行絕緣,這就使器件與底板和散熱器之間產生了分布電容,開關電源的底板是交流電源的地線,因而通過器件與底板之間的分布電容將電磁干擾耦合到交流輸入端產生共模干擾,解決這個問題的辦法是采用兩層絕緣片之間夾一層屏蔽片,并把屏蔽片接到直流地上,割斷了射頻干擾向輸入電網傳播的途徑。為了抑制開關電源產生的輻射,電磁干擾對其他電子設備的影響,可完全按照對磁場屏蔽的方法來加工屏蔽罩,然后將整個屏蔽罩與系統的機殼和地連接為一體,就能對電磁場進行有效的屏蔽。電源某些部分與大地相連可以起到抑制干擾的作用。例如,靜電屏蔽層接地可以抑制變化電場的干擾;電磁屏蔽用的導體原則上可以不接地,但不接地的屏蔽導體時常增強靜電耦合而產生所謂“負靜電屏蔽”效應,所以仍以接地為好,這樣使電磁屏蔽能同時發揮靜電屏蔽的作用。電路的公共參考點與大地相連,可為信號回路提供穩定的參考電位。因此,系統中的安全保護地線、屏蔽接地線和公共參考地線各自形成接地母線后,最終都與大地相連.
在電路系統設計中應遵循“一點接地”的原則,如果形成多點接地,會出現閉合的接地環路,當磁力線穿過該回路時將產生磁感應噪聲,實際上很難實現“一點接地”。因此,為降低接地阻抗,消除分布電容的影響而采取平面式或多點接地,利用一個導電平面(底板或多層印制板電路的導電平面層等)作為參考地,需要接地的各部分就近接到該參考地上。為進一步減小接地回路的壓降,可用旁路電容減少返回電流的幅值。在低頻和高頻共存的電路系統中,應分別將低頻電路、高頻電路、功率電路的地線單獨連接后,再連接到公共參考點上。
濾波是抑制傳導干擾的一種很好的辦法。例如,在電源輸入端接上濾波器,可以抑制開關電源產生并向電網反饋的干擾,也可以抑制來自電網的噪聲對電源本身的侵害。在濾波電路中,還采用很多專用的濾波元件,如穿心電容器、三端電容器、鐵氧體磁環,它們能夠改善電路的濾波特性。恰當地設計或選擇濾波器,并正確地安裝和使用濾波器,是抗干擾技術的重要組成部分。
EMI濾波技術是一種抑制尖脈沖干擾的有效措施,可以濾除多種原因產生的傳導干擾。圖3是一種由電容、電感組成的EMI濾波器,接在開關電源的輸入端。電路中,C1、C5是高頻旁路電容,用于濾除兩輸入電源線間的差模干擾;L1與C2、C4;L2與C3、C4組成共模干擾濾波環節,用于濾除電源線與地之間非對稱的共模干擾;L3、L4的初次級匝數相等、極性相反,交流電流在磁芯中產生的磁通相反,因而可有效地抑制共模干擾。測試表明,只要適當選擇元器件的參數,便可較好地抑制開關電源產生的傳導干擾。
五、目前開關電源EMI抑制措施的不足之處
現有的抑制措施大多從消除干擾源和受擾設備之間的耦合和輻射,切斷電磁干擾的傳播途徑出發，這確是抑制干擾的一種行之有效的辦法，但很少有人涉及直接控制干擾源,消除干擾，或提高受擾設備的抗擾能力，殊不知后者還有許多發展的空間。
六、改進措施的建議
我認為目前從電磁干擾的傳播途徑出發來抑制干擾，已漸進成熟。我們的視點要回到開關電源器件本身來。從多年的工作實踐來看，在電路方面要注意以下幾點：
(1)印制板布局時,要將模擬電路區和數字電路區合理地分開,電源和地線單獨引出,電源供給處匯集到一點;PCB布線時,高頻數字信號線要用短線,主要信號線最好集中在PCB板中心,同時電源線盡可能遠離高頻數字信號線或用地線隔開。其次，可以根據耦合系數來布線，盡量減少干擾耦合。（見表1）
(2)印制板的電源線和地線印制條盡可能寬,以減小線阻抗,從而減小公共阻抗引起的干擾噪聲。
(3)器件多選用貼片元件和盡可能縮短元件的引腳長度,以減小元件分布電感的影響。
Abstract: The paper introduces the principle of switch power which is composed by current control type PMW UC3842 and analyzes the shortage of protective circuit and proposes an improving idea.
關鍵詞：UC3842；開關電源；保護電路
Key words: UC3842; switch power; protective circuit
中圖分類號：TM56 文獻標識碼：A文章編號：1006-4311（2010）36-0183-01
1UC3842的典型應用
UC3842的典型應用電路，該電路主要由橋式整流電路，高頻變壓器，MOS功率管以及電流型脈寬調制芯片UC3842構成。其工作原理為：220V的交流電經過橋式整流濾波電路后，得到大約+300V的直流高壓，這一直流電壓被MOS功率管斬波并通過高頻變壓器降壓，變成頻率為幾十kHz的矩形波電壓，再經過輸出整流濾波，就得到了穩定的直流輸出電壓。其中高頻變壓器的自饋線圈N2中感應的電壓，經D2整流后所得到的直流電壓被反饋到UC3842內部的誤差放大器并和基準電壓比較得到誤差電壓Vr，同時在取樣電阻R11上建立的直流電壓也被反饋到UC3842電流測定比較器的同柑輸入端，這個檢測電壓和誤差電壓Vt相比較，產生脈沖寬度可調的驅動信號，用來控制開關功率管的導通和關斷時間，以決定高頻變壓器的通斷狀態，從而達到輸出穩壓的目的。R5用來限制C8產生的充電峰值電流。考慮到Vi及Vref上的噪聲電壓也會影響輸出的脈沖寬度，因此，在UC3842的腳7和腳8上分別接有消噪電容C4和C2。R7是MOS功率管的柵極限流電阻。另外，在UC3842的輸入端與地之間，還有34V的穩壓管，一旦輸入端出現高壓，該穩壓管就被反向擊穿，將Vi鉗位于34V，保護芯片不致損壞。
2UC3842保護電路的缺陷
2.1 過載保護的缺陷當電源過載或輸出短路時，UC3842的保護電路動作，使輸出脈沖的占空比減小，輸出電壓降低，UC3842的供電電壓也跟著降低，當低到UC3842不能工作時，整個電路關閉，然后通過R6扦始下一次啟動過程。這種保護被稱為“打嗝”式（hiccup）保護。在這種保護狀態下，電源只工作幾個開關周期，然后進入很長時間(幾百ms到幾s)的啟動過程，因此，它的平均功率很低。但是，由于變壓器存在漏感等原因，有的開關電源在每個開關周期都有很高的開關尖峰電壓，即使在占空比很小的情況下，輔助供電電壓也不能降到足夠低，所以不能實現理想的保護功能。
2.2 過流保護的缺陷UC3842的過流保護功能是通過腳3實現的。當腳3上檢測的電壓高于lV時，就會使UC3842內部的比較器翻轉，將PWM鎖存器置零，使脈沖調制器處于關閉狀態，從而實現了電路的過流保護。由于檢測電阻能感應出峰值電感電流，所以自然形成逐個脈沖限流電路，只要檢測電阻上的電平達到lV，脈寬調制器立即關閉，因此這種峰值電感電流檢測技術可以精確限制輸出的最大電流，使得開關電源中的磁性元件和功率器件不必設計較大的余量，就能保證穩壓電源的工作可靠。但是，通常我們采用的采樣電阻都是金屬膜或氧化膜電阻，這種電阻是有感的，當電流流過取樣電阻時，就會感生一定的感性電壓。這個電感分量在高頻時呈現的阻抗會很大，因此它將消耗很大的功率。隨著頻率的增加，流過取樣電阻的電流有可能在下一個振蕩周期到來之前還沒放完，取樣電阻承受的電流將越來越大，這樣將會引起UC3842的誤操作，甚至會引起炸機。因此，UC3842的這種過流保護功能有時難以起到很好的保護作用，存在著一定的缺陷。
2.3 電路穩定性的缺陷電路中，當電源的占空比大于50％，或變壓器工作在連續電流條件下時，整個電路就會產生分諧波振蕩，引起電源輸出的不穩定。變壓器中電感電流的變化過程：沒在t0時刻，開關開始導通，使電感電流以斜率m1上升，該斜率是輸入電壓除以電感的函數。t1時刻，電流取樣輸入達到由控制電壓建立的門限，這導致開關斷開，電流以斜率m2衰減，直至下一個振蕩周期。如果此時有一個擾動加到控制電壓上，那么它將產生一個I，這樣我們就會發現電路存在著不穩定的情況，即在一個固定的振蕩器周期內，電流衰減時閘減少，最小電流開關接通時刻t2上升了I+Im2/m1，最小電流在下一個周期t3減小到（I+Im2/m4）（m2/m1），在每一個后續周期，該擾動m2/m1被相乘，在開關接通時交替增加和減小電感電流，也許需要幾個振蕩器周期才能使電感電流為零，使過程重新開始，如果m2/m1大于1，變換器將會不穩定。
3保護電路的改進
針對上述分析，改進電路該電路具有：①通過在UC3842的采樣電壓處接入一個射極跟隨器，從而在控制電壓上增加了一個與脈寬調制時鐘同步的人為斜坡，它可以在后續的周期內將I擾動減小到零。因此，即使系統工作在占空比大于50％或連續的電感電流條件下，系統也不會出現不穩定的情況。不過該補償斜坡的斜率必須等于或略大于m2/2，系統才能具有真正的穩定性。②取樣電阻改用無感電阻。無感電阻是一種雙線并繞的繞線電阻，其精度高且容易做到大功率。采用無感電阻后，其阻抗不會隨著頻率的增加而增加。這樣，即使在高頻情況下取樣電阻所消耗的功率也不會超過它的標稱功率，因此也就不會出現炸機現象。③反饋電路改用TL43l加光耦來控制。我們都知道放大器用作信號傳輸時都需要傳輸時間，并不是輸出與輸入同時建立。如果把反饋信號接到UC3842的電壓反饋端，則反饋信號需連續通過兩個高增益誤差放大器，傳輸時間增長。由于TL431本身就是一個高增益的誤差放大器，因此，直接采用腳1做反饋，從UC3842的腳8（基準電壓腳）拉了一個電阻到腳l，腳2通過R18接地。這樣做的好處是，跳過了UC3842的內部放大器，從而把反饋信號的傳輸時間縮短了一半，使電源的動態響應變快。另外，直接控制UC3842的腳l還可簡化系統的頻率補償以及輸出功率小等問題。
4實驗結果
UC3842檢測電阻的電壓波形和采樣信號波形：經過改進后的電路，其采樣信號的波形緊緊跟隨檢測電阻的電壓波形，沒有出現非常大的尖峰電壓。因此，該電路能有效避免因變壓器漏感等異常干擾引起的電源誤操作的問題，也能有效避免因電源占空比過大而引起的系統不穩定的問題。
【關鍵詞】開關電源 現狀 發展趨勢
前言
電源是對公用電網或某種電能進行交換和控制，并向各種用電負載提供優質電能的供電設備和動力裝置。因此，電源的應用十分廣泛，已深入到每個人的生產和生活領域。
直流電源應用很廣泛，尤其在軍事、醫療和煤礦等領域應用更為頻繁。傳統的直流電源往往采用線性電源技術，但是這種結構形式造成電源整體效率偏低，性能一般，體積較大，重量沉。因此，直流電源傾向于采用開關電源技術，使得直流電源變得效率高、性能更好、體積小、重量輕。據業內咨詢機構統計，在2009年全球開關電源的市場規模都已達到160億美元，并隨著電力電子技術的高速發展，更促進了開關電源技術的快速發展和提高，應用領域也越來越廣泛，在整個電源領域中開關電源所占據的比重愈來愈大。
1. 開關電源的現狀
開關電源技術屬于電力電子技術，它運用功率變換器進行電能變換。經過變換的電能，可以滿足各種用電需求。當負載需要高要求的直流供電時，其供電電源采用開關電源。
開關電源具有功率轉換效率高、穩壓范圍寬、重量輕等特點。開關電源由于采用大功率開關管的高頻整流技術，不但可以方便地得到不同等級的電壓，更重要的是甩掉了體積大、笨重的工頻變壓器及濾波電感電容。在傳統開關電源中，由于功率器件工作在開關狀態，器件常在高電壓下開通，在大電流下關斷時，也存在著一些問題，如射頻干擾和電磁干擾大、開關損耗大、輸出紋波大、器件的安全工作區窄、電路對分布系數比較敏感等缺點。隨著電力電子技術的發展，特別是功率器件的更新換代、功率變換技術的不斷改進、新型電磁材料的不斷使用、控制方法的不斷進步以及相關科學的不斷融合，開關電源的缺點正逐步得到克服，射頻干擾和電磁干擾已經被抑制在一個很低的水平上，輸出紋波可以達到幾毫伏以下。因此，開關電源是當今電子信息產業飛速發展不可缺少的一種電源方式。
2. 開關電源的發展趨勢
開關電源的許多方面的運用已經趨于成熟，將來的發展趨勢是高頻，高可靠性，高性能，低耗，低噪聲，模塊化。文獻介紹了功率的增加必然導致電源內部電磁環境的復雜，由此所產生的各種電磁干擾對電源本身和附近的其他電子設備的正常工作帶來了嚴重的影響，即既是干擾源，又是擾者。電磁兼容性（Electromagnetic Compatibility，簡寫EMC）設計的目的是使開關電源在預期的電磁環境中實現電磁兼容。電磁兼容問題已成為當前研究的熱點，一些發達國家已有EMC技術的規范和標準。我國雖然在EMC方面工作起步較晚，有關部門也正頒布相關指令，跟上國際步伐。
開關電源也對功率器件提出了更高的要求：耐壓高、電流大、導通電阻小，恢復速度快。由于金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）具有很快的開關速度，因此開關電源的開關頻率可以做得更高，重量更輕，功率密度更大，電源體積更小。提高器件耐壓，同時減小導通電阻仍是今后MOSFET的主要研究方向。開關電源的性能指標，如紋波、精度、久沖、過沖等受到功率鐵氧體材料技術及功率器件性能的限制，與電源發達國家還有很大的差距，
開關電源高頻化是其發展方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用。另外開關電源的發展與應用在節約能源、節約資源及保護環境方面都具有重要的意義。但是高頻化存在一些新的問題有待解決，如開關損耗、無源元件損耗增大、高頻寄生參數及高頻電磁干擾增大等。
綜上，開關電源的發展從來都是與半導體器件及磁性元件等的發展休戚相關。高頻化的實現，需要相應的高速半導體器件和性能優良的高頻電磁元件。發展功率MOSFET等新型高速器件，開發高頻用的低損磁性材料，改進磁元件的結構及設計方法等，對于開關電源的發展有著巨大的推動作用。
3. 結束語
總的來說，在電力電子技術的不斷發展與創新的背景下，開關電源技術在理論方面將取得更大的突破，其產業方面也有著廣闊的發展前景，開關電源技術也更將趨于可靠、成熟、經濟、適用。
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Abstract： With the development of power electronic technology， higher requirements have been put forward for the design of LED switching power supply： safety performance， complete function， automation， small size. In LED switching power supply， the switch tube is working in on-off state， which will produce strong peaks and harmonic interference through its components. Electromagnetic interference will seriously affect the performance of the circuit， and at the same time can cause noise pollution. Aiming at this problem， EMI filter is proposed， which has greatly improved the performance of the circuit. And the effectiveness of the scheme is verified by experiment.
關鍵詞：EMI濾波器；電磁干擾；LED的開關電源
Key words： EMI filter；electromagnetic interference；LED switching power supply
中圖分類號：TN713 文獻標識碼：A 文章編號：1006-4311（2016）18-0133-02
0 引言
LED的開關電源已經被廣泛的應用于家用電器、自動控制電路、計算機等領域，由于其具有效率高、體積小、重量輕、智能化、穩壓范圍較寬等優勢。LED的開關電源具有與生俱來的比較強的電磁干擾現象，這些干擾會隨著頻率的升高而顯著的增強，電磁干擾會嚴重影響電源的正常工作，會造成電源內部工作的不穩定，使電源性能下降，同時產生的噪聲會造成噪聲污染。為了抑制LED電源的噪聲干擾，此處提出了電磁兼容性設計，很好的解決了噪聲污染的問題。
1 電磁干擾分析
電磁兼容性是用來衡量電磁干擾的能力，指的是在電磁環境中，能正常工作，不受外界環境的干擾，也不會影響中衛環境的能力。其包括兩個方面的含義，即系統產生的電磁干擾，不影響本身和其他系統的性能；本系統的抗干擾能力要使其不受其他系統干擾和影響。電磁兼容性不足就會引起電磁干擾，為了使LED電源發揮更大的優勢，就必須改善電源的電磁兼容的性能。差模、共模干擾是電磁干擾的兩種不同類型。兩條電源線之間的電磁干擾，通常被稱之為差模干擾，差模干擾受干擾的信號兩根進線上的參考點方向相反，大小相同。電源線對大地之間的電磁干擾，通常被稱之為共模干擾，共模干擾受干擾的信號電源線對大地的參考點方向相同，大小也相同。高頻開關電源中電磁干擾主要是由于外部的高次諧波和內部的噪聲干擾所引起的。只有解決好這兩方面的電磁干擾，才能使得開關電源正常的工作。文章當中采用EMI濾波器來解決此問題。
6 結語
對LED開關電源中電磁干擾進行了分析，介紹了EMI濾波器的原理，在此基礎上，給出了電磁兼容的設計和相應的實驗結果。證明了EMI濾波器對于設計LED開關電源的重要性，很好的解決了噪聲污染的問題。
參考文獻：
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關鍵詞：EMI；抑制；測試；電源0 引言
隨著現代科學技術的發展和電子產品種類的日新月異，各種電子設備和產品充斥著市場，機電、機械、微波、調頻等等不同門類不同型號，使得人類的生活環境布滿了各種頻率和頻段的電磁波譜和射線，這些射線相互影響、干擾已經嚴重威脅和影響了儀器設備的架設和正常使用，因此，EMC（電磁兼容）問題已經被廣泛研究和高度重視。其中，開關電源傳導干擾性問題也是不可以回避的問題。考慮到其與很多線性穩壓電源不同，特別是效率高、功耗小、重量輕、體積小等問題，就更不能不進行相關抗干擾的研究。同時，考慮到其主要缺點是產生較強的電磁干擾（EMI），其信號具有寬頻率范圍和幅度的特點以及在傳導和輻射時會污染電磁環境的特點，必須采取有效措施開展抑制傳導干擾的工作和研究，為此首先要對產品進行電磁輻射波診斷，找出干擾源所在的具置以及相互干擾的方法和途徑，然后比對測試與分析的結果，最后根據結果對設備進行屏蔽整改。
1 干擾產生機理
由于開關電源中的開關管頻率較高，在開關開、閉過程中二極管和晶體管就會產生較高的電壓和電流，這種躍變所產生的峰值脈沖會對包括儲能電感線圈、高頻變壓器、導線、供電電源、機架、接地平面、互感或電容等產生不可忽略的影響，其中壓器型功率轉換電路以及電流高次諧波干擾產生的脈沖躍變電壓的影響最為大。究其原因主要有：正弦波被整流器整流以后成為多頻率的電流， 即單向脈動電流。該電流波形可以被分解成一個直流分量和一系列的交流分量。
分析產生這種脈沖干擾的原因發現 主要存在以下幾個問題：一是，開關功率晶體管的負載一般是儲能電感。在開關管導通的時候，變壓器會出現較大電流造成尖峰噪聲峰值。這個峰值噪聲就是尖脈沖，輕者造成電流干擾，重者有可能會導致開關管被擊穿；二是，輸入電流的畸變會產生干擾。開關電源輸入端一般會采用橋式整流電容濾濾電路（見圖1） ，這種電路濾波電容的充電時間短， 從而形成幅度高而寬度窄的脈沖電流（見圖2）。
通過傅氏變換可以得到：豐富的諧波成分包含在畸變的電流中。而且，數據表明輻射干擾和傳導干擾都是由于高次諧波的輸入而產生的，是豐富的諧波畸變；3） 整流二極管輸出會產生干擾。因為，反向電流在恢復到零點時該段時間與結電容相關，其決定于輸出整流二極管截止時。如果將反向電流迅速恢復到零點的二極管，這種情況下，分布參數包括二極管都會在變壓器漏感影響下產生強高頻干擾。
2 干擾抑制方法
EMI 是一種有效抑制尖脈沖干擾的濾波技術， 被廣泛用于濾除多種原因產生的傳導干擾。
圖3所示為一種由電感和電容組成的EM I 濾波裝置。該裝置接入開關電源。從該圖中可以看到： 高頻電路電容（C1、C5）用以濾除掉兩輸入電源線間的差模干擾C2與L1、C4等組成的共模干擾濾波環節，同時由于L 3、L 4 的初次級匝數相等、交流電流、極性相反在磁芯中產生的磁通相反，我們可以將其用于濾除電源線與地之間非對稱的共模干擾，從而實現有效抑制共模干擾。
3 整改實例分析
下面通過對某車載供電單元的整改實例加以分析（圖4）為整改前測試結果，超標頻段30kHz至60kHz和250kHz至400kHz。從測試結果可以看出，由于開關電源的總電流諧波含量比較高，導致諧波電流分別以傳導干擾和輻射干擾的方式污染了電網， 造成相關儀器無法正常運行，（圖5）為在DC28V濾波器入線端并連2.2μF電容一只。
橋式整流電容濾波電路有其自身特點的輸入屬性，其中，降低諧波含量是關鍵 ，同時也能提高線路功率。因為，電流諧波含量過高會導致功率因數發生重大變化，同時開關電源采用的該濾波電路也會導致電流諧波含量過高。在原濾波器基礎上電源新輸入端新增150μH共模電感一只、并連2.2μF電容一只，將其諧波含量降低。（圖6）為整改后測試結果。將有效的濾波手段和方法用于對開關電源的控制， 以期達到電磁兼容性要求。
4 結論
由于開關電源導致諧波電流含量過高從而以以傳導干擾、輻射干擾等方式造成電網被污染、導致一些相關電器設備無法正常運行。因此，在平時實驗測試中只有正確選擇濾波器元器件的參數， 才能有效地抑制開關電源產生的傳導干擾，保障電網內設備的正常工作。
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關鍵詞 電力工程；開關電源；反饋控制
中圖分類號TM 591 文獻標識碼A 文章編號 1674-6708（2012）69-0106-02
開關電源我們可認為是由功率級和控制電路所組成，功率級是功率變換的主體，主要通過開關器件、電感、電容等器件來實現功率變換的。開關電源的主體是開關型DC-DC變換器，它是開關電源整個變換核心。非隔離式和隔離式為DC-DC變換器的兩種基本拓撲。在非隔離式變換器中，輸入到輸出之間是沒有電氣隔離的，非隔離式拓撲結構形式主要有:Buck, Boost ,Buck-Boost, Cuk''等。
首先介紹開關電源的控制方法：
根據DC-DC變換器工作方式，DC-DC變換器可分為下面幾種:PWM變換器、諧振變換器、軟開關PWM變換器等。
1脈寬調制技術
脈寬調制PWM技術由于其電路簡單、控制也相對方便而得到廣泛的應用。目前，應用PWM技術的變換器的運行最佳頻率范圍為30kHz~50kHz（使用MOSFET做開關管），在該范圍內，整個系統不論體積、重量、可靠性或是價格都基本上實現了最佳。但是，常規的PWM技術的固有缺陷也在一定程度上限制了其高頻化，這樣人們另想辦法，圍繞著減小開關的損耗，消除或緩解其電路中寄生參數所造成的影響提出了諧振變換技術。
2諧振變換技術
諧振變換技術可以描述為開關器件在零壓或零電流條件下可進行開關狀態的轉換。這樣可以在一定程度上降低了開關損耗。諧振變換電路主要由串聯諧振、并聯諧振、準諧振、E類諧振和多諧振等。這類變換器主要利用諧振原理使開關管的兩端電壓或流過開關管的電流能夠在一個周期內在某一時間段呈正弦規律變換，電壓和電流的波形會錯開，這樣可實現零電壓開關（ZVS）或零電流開關（ZCS）條件，使得開關管自然得到導通或關斷。零電流開關的特點：能保證運行中的開關器件在關斷信號來到之前，流經開關管的電流就已經下降為零，這樣就保證了器件在零電流的條件下能斷開;零電壓開關的特點是能夠保證運行中的器件在開通信號來到之前，開關管的端電壓就已經下降為零了，從而能使開關管在零電壓下導通。諧振式變換器有這樣的缺點：1）功率電路拓撲較復雜，在不同負載條件下，存在不同工作模式；2）QRC, MRC都是變頻控制，所以控制電路較復雜；3）諧振波形使開關管電壓或其電流應力比PWM變換器還要大得多。針對以上局限性，人們提出了其他的軟開關技術。
3軟開關技術
軟開關變換器為QRC和PWM開關變換器組合在一起的綜合:在QRC變換器中若增加一個輔助開關，以控制諧振為網絡工作，使變換器在整個周期內，一部分時間是按ZVS或ZCS準諧振變換器來工作，另一部分時間則按PVYM變換器來工作。因此它兼具有諧振變換技術或PWM變換技術共有的特點.
下面再來介紹控制電路：
控制電路我們采用ON Semiconductor（安森美）公司所生產的NCP1200芯片。NCP1200是種新型的高頻開關電源芯片，它將開關電源中最為重要的兩個部分即PWM控制集成電路和功率開關管MOSFET電路集成在一個芯片上，構成PWM/MOSFET二合為一的集成芯片，能使外部電路得到簡化，讓工作頻率可達100kHz，交流輸入電壓為100V~250V，AC/DC轉換效率可達到90％。對70W 以下開關電源，主功率器件采用NCP1200，與其他電路相比，重量輕、體積小、自我保護的又功能齊全，從而降低了開關電源在設計過程中的復雜性。特別適合于中小功率AC-DC電源、各類充電適配器、DVD電壓等的設計。
4 EMI濾波器
EMI信號濾波器是可以濾除導線上各種工作時不需要的高頻干擾成份，其可用在各種信號線（包括直流電源線）上當低通濾波器。最有效的接收和輻射天線是線路板上的導線，由于導線存在，這樣會使線路板產生強電磁輻射。與此，這些導線還能接收外部來的電磁干擾，使電路相對干擾很是敏感。解決高頻電磁的干擾輻射和接收最有效的辦法是在導線上使用信號濾波器， 如不用信號濾波器時，脈沖信號的高頻成份就很豐富，這些高頻成份還可借助導線輻射，這樣線路板的輻射就會超標。所以使用了濾波器以后，脈沖信號的高頻成份就會消弱很多，正因為高頻信號的輻射效率非常高，隨著高頻成份的減少，線路板的輻射會改善很多。按安裝方式和外形信號濾波器可分為: 貫通濾波器、有線路板安裝濾波器、連接器濾波器等。通常使用線路板安裝濾波器較多，其具有經濟性高、安裝方便等優點。
5 TL431反饋電路
反饋的概念，是指將放大電路的輸出量（電壓或電流信號）一部分或全部，通過一定的方式（元件或網絡）輸送到輸入回路，完成輸出量與輸入端回送的電路就稱為反饋元件或反饋支路，具有反饋回路的放大電路即稱反饋放大電路。
隨著電子技術的不斷高速發展,電源技術也跟著不斷完善和提高。像自激型的開關穩壓電源,在過去其輸出的功率只能達到大概50W,而現在可以達到100W以上。這些變化是源于電路技術的進一步成熟和采用新型元器件的結果。
最后設計開關電源整體系統圖：
電路如圖所示：電源適配器由NCP1200構成6.5V、0.6A，它可為隨身聽、電動玩具或一般家電提供電源。該適配器對全部85~265V的交流電源均適用。交流電壓經過橋式整流器（BR）、電磁干擾濾波器（L1、L2、R4、R5）和濾波電容（C1、C2），得到直流高壓U1，分別連到NCP1200的HV端、高頻變壓器初級的一端。在剛獲得電源時能降低輸入濾波電容上的沖擊電流。吸收電路由R6、C5、VD1組成的鉗位電路和R7和C6構成，可吸收尖峰電壓，這樣就可降低電磁干擾。外部功率開關管是采用MTDIN60E型M0SFET管，最大漏極電流為IDM=1A，漏源擊穿電壓為U（BR）DS=600V，管子最大功耗為PDM=1.75W。輸出整流濾波器是由VD2、C3、C4組成。光耦反饋電路是由限流電阻R1、光耦合器IC2（PC817A）和5.1V穩壓管（1N5993B）組成的。輸出電壓是這3個元器件上的電壓降之和。因IC2中LED的正向壓降ULED≈1V，工作電流ILED設定為0.85mA， Rl=220Ω，故Uo=URl+UrrD+UDZ=(0.85×10-3×220)+1+5.1≈6.5V。高頻變壓器采用E16型磁芯，初級繞組的電感量Lp=2.9mH，漏感Lpo=80us，匝數比n=Np/Ns=12.5。
開關電源整體電路原理圖
電源技術發展的趨勢是開關電源高頻化，高頻化帶來的優勢是使開關電源裝置空前微型化，并使開關電源應用領域更加廣泛，特別是應用在高新技術領域，推動了高新技術產品的微型化、輕便化。另外開關電源在節約資源及保護環境方面的發展與應用更具有深遠意義。
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關鍵詞：變換器；AC/DC變換；新技術
中圖分類號：G710 文獻標識碼：A 文章編號：1003-2851（2012）-09-0220-01
開關電源已有幾十年的發展史。早期產品的開關頻率很低，成本昂貴。70年代后期以來，隨著集成電路與制造技術的進步，各種開關電源專用芯片大量問世，這種新型節能電源才重獲發展。目前，開關頻率已從20kHz左右提高到幾百千赫茲至幾兆赫。
近20多年來，集成開關電源沿著下述兩個方向不斷反展。第一個方向式對開關電源的核心單元――控制電路實現集成化。1977年國外首先研制成功脈寬調制（PWM）控制器集成電路，美國摩托羅拉公司、硅通用公司、尤尼特德公司等相繼推出一批PWM芯片，典型產品如MC3520、SG3524、UC3842。90年代以來，國外又研制出了開關頻率達1MHz的高速PWM、PFM（脈沖頻率調制）芯片，典型產品如UC1825、UC1864。第二個方向則是對中、小功率開關電壓實現單片集成化。這大致分兩個階段：80年代初，意-法半導體公司率先推出L4960系列單片開關穩壓器。該公司于90年代又推出了L4970A系列。其特點是將脈寬調制器、功率輸出級、保護電路等集成在一個芯片中，使用時需配公頻變壓器與電網隔離，適于制作低壓連續可調式輸出（5.1～40V）、大中功率（400W以下）、大電流（1.0～10A）、高效率（可超過90%）的開關電源。但從本質上講，它仍屬于DC/DC電源變換器。
開關電源技術就是隨著電力電子器件、開關頻率技術發展的，兩者相互促進推動著開關電源每年以超過兩位數字的增長率向著體積小、重量輕、噪聲小、可靠性高、抗干擾能力強的方向發展。開關電源按輸出輸入電壓可分為AC/DC和DC/DC兩大類。
一、DC/DC變換器
隨著電力電子的發展，開關電源的DC/DC變換器形式和種類越來越多。
（1）反激式：電路托普簡單，元件數少，因此成本較低。但該電路變換器的磁芯單向磁化，利用率低，而且開關器件承受的電流峰值很大，廣泛用于數瓦～數十瓦的小功率開關電源中。由于不需要輸出濾波電感，易實現多路輸出。；（2）正激式：拓撲結構形式和反激式變換器相似，雖然磁芯也是單向磁化，卻存在嚴格意義上的區別，變壓器僅起電氣隔離作用，而且電路變換器的工作點僅處于磁化曲線的第一象限，沒有得到充分利用，因此同樣的功率，其變換器體積、重量和損耗大于半橋式、全橋式、推挽式變換器。廣泛用于功率數百瓦～數千瓦的開關電源中；（3）半橋式：電路結構較為復雜，但磁心利用率高，沒有偏磁問題，且功率開關管的耐壓要求低，不超過線路的最高峰值電壓。克服了推挽式的缺點。適合數百瓦～數千瓦的開關電源中，高輸入電壓的場合；（4）全橋式：電路結構復雜，但在所有隔離型開關電源中，采用相同電壓和電流容量的開關器件時，全橋電路可以達到最大的功率，目前，全橋型電路多被用于數百瓦～數千瓦的各種工業用開關電源中；（5）推挽式：電路形式實際上是兩個對稱正激變換器的組合，只是工作時相位相反。變壓器磁心雙向磁化，因此相同鐵芯尺寸的輸出功率是正激式的近一倍，但如果加在兩個原邊繞組上的V-S稍有偏差就會導致鐵芯偏磁現象的產生，應用時需要特別注意。適合中功率輸出。
今天，隨著軟開關技術的發展，DC/DC變換電路有了質的飛躍。解決了電路中的開關損耗和開關噪聲問題，使開關頻率可以大幅度提高，使DCIDC變換器進一步模塊化、綠色化，且使變換器的重量減輕了。
二、AC/DC變換
AC/DC變換電路是指能夠直接將交流電能變換為直流電能的電路，泛稱整流電路。在所有的電能基本變換形式中，AC/DC最早出現，自20世紀20年代迄今己經歷了以下幾個發展階段：
.旋轉式變流機組（電動機-發電機組）
.靜止式離子整流器（由充氣閘流管和汞弧整流管組成）
.靜止式半導體整流器（低頻型、高頻型）
整流電路可從各種角度進行分類，主要分類方法有：
1.按組成的器件被控程度可分為不可控、半控、全控三種；2.按電路結構可分為橋式電路和零式電路；3.按交流輸入相數分為單相電路和多相電路；4.按變壓器二次側電流的方向是單向或雙向，又分為單拍電路和雙拍電路。
AC/DC變換器輸入為50/60HZ的交流電，其頻率為工頻，以致整流濾波時需要體積較大的濾波電容器，另外，整流器和電容濾波電路是一種非線性元件和儲能元件的組合，因此，雖然輸入交流電壓為正弦波，但輸入交流電流波形卻嚴重畸變，呈脈沖狀，交流輸入則必須加EMC濾波及使用符合安全標準的元件，這樣就限制AC/DC電源體積的小型化：同時，由于內部的高頻、高壓、大電流開關動作，使得解決電磁兼容（EMC）問題難度加大，也就對內部高密度電路設計提出了很高的要求，從而限制了AC/DC變換的模塊化。
開關電源按控制方式可分為：1）電壓控制型、2）電流控制型、3）VZ控制型三種。以下只對電壓控制型和電流控制型方法作簡要介紹。
關鍵詞：單片開關電源快速設計
TOPSwithⅡ
TheWayofQuickDesignforSinglechipSwitchingPowerSupplyAbctract:Threeendssinglechipswitchingpowersupplyisnewtypeswitchingpowersupplycorewhichhasbeenpopularsince1990.Thispaperintroducesquickdesignforsinglechipswitchingpowersupply.
Keywords:Singlechipswitchingpowersupply,Quickdesign,TopswithⅡ
在設計開關電源時，首先面臨的問題是如何選擇合適的單片開關電源芯片，既能滿足要求，又不因選型不當而造成資源的浪費。然而，這并非易事。原因之一是單片開關電源現已形成四大系列、近70種型號，即使采用同一種封裝的不同型號，其輸出功率也各不相同；原因之二是選擇芯片時，不僅要知道設計的輸出功率PO，還必須預先確定開關電源的效率η和芯片的功率損耗PD，而后兩個特征參數只有在設計安裝好開關電源時才能測出來，在設計之前它們是未知的。
下面重點介紹利用TOPSwitch－II系列單片開關電源的功率損耗（PD）與電源效率（η）、輸出功率（PO）關系曲線，快速選擇芯片的方法，可圓滿解決上述難題。在設計前，只要根據預期的輸出功率和電源效率值，即可從曲線上查出最合適的單片開關電源型號及功率損耗值，這不僅簡化了設計，還為選擇散熱器提
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中圖法分類號：TN86文獻標識碼：A文章編碼：02192713(2000)0948805
PO/W
圖1寬范圍輸入且輸出為5V時PD與η，PO的關系曲線
圖2寬范圍輸入且輸出為12V時PD與η，PO的關系曲線
圖3固定輸入且輸出為5V時PD與η，PO的關系曲線
供了依據。
1TOPSwitch－II的PD與η、PO關系曲線
TOPSwitch－II系列的交流輸入電壓分寬范圍輸入（亦稱通用輸入），固定輸入（也叫單一電壓輸入）兩種情況。二者的交流輸入電壓分別為Ui=85V～265V，230V±15％。
1．1寬范圍輸入時PD與η，PO的關系曲線
TOP221～TOP227系列單片開關電源在寬范圍輸入（85V～265V）的條件下，當UO=＋5V或者＋12V時，PD與η、PO的關系曲線分別如圖1、圖2所示。這里假定交流輸入電壓最小值Uimin=85V，最高
η/％(Uimin=85V)
η/％(Uimin=195V)
交流輸入電壓Uimax=265V。圖中的橫坐標代表輸出功率PO，縱坐標表示電源效率η。所畫出的7條實線分別對應于TOP221～TOP227的電源效率，而15條虛線均為芯片功耗的等值線（下同）。
1．2固定輸入時PD與η、PO的關系曲線
TOP221～TOP227系列在固定交流輸入（230V±15％）條件下，當UO=＋5V或＋12V時，PD與η、PO的關系曲線分別如圖3、圖4所示。這兩個曲線族對于208V、220V、240V也同樣適用。現假定Uimin=195V,Uimax=265V。
2正確選擇TOPSwitch－II芯片的方法
利用上述關系曲線迅速確定TOPSwitch－II芯片型號的設計程序如下：
（1）首先確定哪一幅曲線圖適用。例如，當Ui=85V～265V，UO=＋5V時，應選擇圖1。而當Ui=220V(即230V－230V×4.3％)，UO=＋12V時，就只能選圖4；
（2）然后在橫坐標上找出欲設計的輸出功率點位置（PO）；
（3）從輸出功率點垂直向上移動，直到選中合適芯片所指的那條實曲線。如不適用，可繼續向上查找另一條實線；
（4）再從等值線（虛線）上讀出芯片的功耗PD。進而還可求出芯片的結溫（Tj）以確定散熱片的大小；
（5）最后轉入電路設計階段，包括高頻變壓器設計，元器件參數的選擇等。
下面將通過3個典型設計實例加以說明。
例1：設計輸出為5V、300W的通用開關電源
通用開關電源就意味著交流輸入電壓范圍是85V～265V。又因UO=＋5V，故必須查圖1所示的曲線。首先從橫坐標上找到PO=30W的輸出功率點，然后垂直上移與TOP224的實線相交于一點，由縱坐標上查出該點的η=71.2％，最后從經過這點的那條等值線上查得PD=2.5W。這表明，選擇TOP224就能輸出30W功率，并且預期的電源效率為71.2％,芯片功耗為2.5W。
若覺得η=71.2％的效率指標偏低，還可繼續往上查找TOP225的實線。同理，選擇TOP225也能輸出30W功率，而預期的電源效率將提高到75％，芯片功耗降至1.7W。
根據所得到的PD值，進而可完成散熱片設計。這是因為在設計前對所用芯片功耗做出的估計是完全可信的。
例2：設計交流固定輸入230V±15％，輸出為直流12V、30W開關電源。
圖4固定輸入且輸出為12V時PD與η，PO的關系曲線
η/％(Uimin=195V)
圖5寬范圍輸入時K與Uimin′的關系
圖6固定輸入時K與Uimin′的關系
根據已知條件，從圖4中可以查出，TOP223是最佳選擇，此時PO=30W，η=85.2％，PD=0.8W。
例3：計算TOPswitch－II的結溫
這里講的結溫是指管芯溫度Tj。假定已知從結到器件表面的熱阻為RθA(它包括TOPSwitch－II管芯到外殼的熱阻Rθ1和外殼到散熱片的熱阻Rθ2)、環境溫度為TA。再從相關曲線圖中查出PD值，即可用下式求出芯片的結溫：
Tj=PD·RθA＋TA(1)
舉例說明，TOP225的設計功耗為1.7W，RθA=20℃/W，TA=40℃，代入式（1）中得到Tj=74℃。設計時必須保證，在最高環境溫度TAM下，芯片結溫Tj低于100℃，才能使開關電源長期正常工作。
3根據輸出功率比來修正等效輸出功率等參數
3．1修正方法
如上所述，PD與η，PO的關系曲線均對交流輸入電壓最小值作了限制。圖1和圖2規定的Uimin=85V，而圖3與圖4規定Uimin=195V（即230V－230V×15％）。若交流輸入電壓最小值不符合上述規定，就會直接影響芯片的正確選擇。此時須將實際的交流輸入電壓最小值Uimin′所對應的輸入功率PO′，折算成Uimin為規定值時的等效功率PO，才能使用上述4圖。折算系數亦稱輸出功率比（PO′/PO）用K表示。TOPSwitch－II在寬范圍輸入、固定輸入兩種情況下，K與U′min的特性曲線分別如圖5、圖6中的實線所示。需要說明幾點：
（1）圖5和圖6的額定交流輸入電壓最小值Uimin依次為85V，195V，圖中的橫坐標僅標出Ui在低端的電壓范圍。
（2）當Uimin′>Uimin時K>1，即PO′>PO，這表明原來選中的芯片此時已具有更大的可用功率，必要時可選輸出功率略低的芯片。當Uimin′（3）設初級電壓為UOR，其典型值為135V。但在Uimin′<85V時，受TOPSwitch－II調節占空比能力的限制，UOR會按線性規律降低UOR′。此時折算系數K="UOR′"/UOR<1。圖5和圖6中的虛線表示UOR′/UOR與Uimin′的特性曲線，利用它可以修正初級感應電壓值。
現將對輸出功率進行修正的工作程序歸納如下：
（1）首先從圖5、圖6中選擇適用的特性曲線，然后根據已知的Uimin′值查出折算系數K。
（2）將PO′折算成Uimin為規定值時的等效功率PO，有公式
PO=PO′/K（2）
（3）最后從圖1～圖4中選取適用的關系曲線，并根據PO值查出合適的芯片型號以及η、PD參數值。
下面通過一個典型的實例來說明修正方法。
例4：設計12V，35W的通用開關電源
已知Uimin=85V，假定Uimin′=90％×115V=103.5V。從圖5中查出K=1.15。將PO′=35W、K=1.15一并代入式（2）中，計算出PO=30.4W。再根據PO值，從圖2上查出最佳選擇應是TOP224型芯片，此時η=81.6％，PD=2W。
若選TOP223，則η降至73.5％,PD增加到5W，顯然不合適。倘若選TOP225型，就會造成資源浪費，因為它比TOP224的價格要高一些，且適合輸出40W～60W的更大功率。
3．2相關參數的修正及選擇
（1）修正初級電感量
在使用TOPSwitch－II系列設計開關電源時，高頻變壓器以及相關元件參數的典型情況見表1，這些數值可做為初選值。當Uimin′LP′=KLP（3）
查表1可知，使用TOP224時，LP=1475μH。當K=1.15時，LP′=1.15×1475=1696μH。
表2光耦合器參數隨Uimin′的變化
最低交流輸入電壓Uimin(V)85195
LED的工作電流IF（mA）3.55.0
光敏三極管的發射極電流IE（mA）3.55.0
（2）對其他參數的影響
關鍵詞： 準諧振； 反激； CRM； DCM； FFM； UCC28600
中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）21?0148?04
準諧振轉換是十分成熟的技術，廣泛用于消費產品的電源設計中。新型的綠色電源系列控制器實現低至150 mW的典型超低待機功耗。本文將闡述準諧振反激式轉換器是如何提高電源效率以及如何用UCC28600設計準諧振電源。
1 常規的硬開關反激電路
圖1所示為常規的硬開關反激式轉換器電路。這種不連續模式反激式轉換器 （DCM）一個工作周期分為三個工作區間：（[t0～][t1]）為變壓器向負載提供能量階段，此時輸出二極管導通，變壓器初級的電流通過Np：Ns的耦合流向輸出負載，逐漸減小；MOSFET電壓由三部分疊加而成：輸入直流電壓[VDC、]輸出反射電壓[VFB、]漏感電壓[VLK。]到[t1]時刻，輸出二極管電流減小到0，此時變壓器的初級電感和和寄生電容構成一個弱阻尼的諧振電路，周期為2π[LC]。在停滯區間（[t1～][t2]），寄生電容上的電壓會隨振蕩而變化，但始終具有相當大的數值。當下一個周期[t2]節點，MOSFET 導通時間開始時，寄生電容 （[COSS]和[CW]）上電荷會通過MOSFET放電，產生很大的電流尖峰。由于這個電流出現時MOSFET存在一個很大的電壓，該電流尖峰因此會做成開關損耗。此外，電流尖峰含有大量的諧波含量，從而產生EMI。
2 準諧振反激式設計的實現
利用檢測電路來有效地“感測”MOSFET漏源電壓（[VDS]）的第一個最小值或谷值，并僅在這時啟動MOSFET導通時間，由于寄生電容被充電到最低電壓，導通的電流尖峰將會最小化。這情況常被稱為谷值開關 （Valley Switching） 或準諧振開關。這種電源是由輸入電壓/負載條件決定的可變頻率系統。換言之，調節是通過改變電源的工作頻率來進行，不管當時負載或輸入電壓是多少，MOSFET始終保持在谷底的時候導通。這類型的工作介于連續 （CCM） 和不連續條件模式 （DCM） 之間。因此，以這種模式工作的轉換器被稱作在臨界電流模式 （CRM） 下工作。臨界模式下MOSFET漏源電壓如圖2所示。
在反激式電源設計中采用準諧振開關方案有著許多優點：
（1）降低導通損耗
由于MOSFET導通具有最小的漏源電壓，故可以減小導通電流尖峰。減輕了MOSFET的壓力，降低器件的溫度。
（2）降低輸出二極管反向恢復損耗
由于二次側的整流管零電流關斷，反向恢復損耗降低，從而提高電源整體效率。
（3）減少EMI
導通電流尖峰的減小以及在準諧振過程中存在頻率抖動， 將會減小EMI 噪聲，這就減少EMI濾波器的使用數量，從而降低電源成本。
3 基于UCC28600控制器的鎢燈電源的設計
3.1 UCC28600控制器的主要特性
UCC28600控制器的主要特性有先進的綠色模式控制方式；低EMI及低損耗（谷底開關）的準諧振控制方式；空載損耗小于150 mW（低待機電流）；低啟動電流（最大 25 μA）；可編程過壓保護（輸入電壓和輸出電壓）；內置過溫保護，溫度回復后可自動重啟；限流保護：逐周期限功率，過電流打嗝式重啟；可編程軟啟動；集成綠色狀態腳（PFC使能端）。
3.2 UCC28600工作原理
UCC28600內部集成了UVLO比較器，高頻振蕩器，準諧振控制器和軟起動控制器，待機模式跳脈沖比較器，輸入和輸出過電壓保護。其內部結構圖如圖3所示。
（1）UVLO比較器
UCC28600的[VDD]電壓在13 V起動，在低于8 V時關閉， 有5 V的滯差電壓， 可以提高UCC28600工作的穩定性。
（2）內部振蕩器
UCC28600內部集成了一個40～130 kHz的振蕩器。
（3）準諧振控制器和軟起動控制器
UCC28600采用準諧振的開關變換器以提高轉換效率，利用變壓器的勵磁磁通，在開關關斷期間，檢測變壓器繞組的輸出電壓，如果電壓偏低及處于振蕩的波谷時，可以確認該時刻變壓器勵磁磁通耗盡，可以開啟下一周期。該準諧振模式可分為臨界導通模式（CRM）和不連續導通模式（DCM）以及頻率調制模式（FFM）。
（4）待機模式和跳脈沖比較器
當功率繼續減小，UCC28600進入待機模式；頻率調制模式（FFM）頻率下降到40 kHz，不再減小；當FB小于0.6 V時，開關脈沖輸出關斷，當FB大于0.7 V時，開關脈沖正常輸出，從而得到跳脈沖模式的待機工作狀態。
（5）輸入和輸出過電壓保護
OVP引腳為過電壓（線電壓和負載電壓）輸入腳以及諧振開通的響應腳，此腳通過變壓器初級偏置線圈來偵測輸入過壓，負載過壓及諧振條件，其過壓點可通過與此腳相連的電阻來靈活調節。
3.3 鎢燈電源的技術指標
輸入電壓：95～260 V AC 50/60 Hz；輸出電壓：5 V；輸出電流：4.3 A；可遙控關閉電源輸出。
3.4 電源設計過程
鎢燈電源電路圖如圖4所示，交流電源從左上角輸入，經輸入電源濾波器、整流橋、高壓電容，轉為約130～360 V的直流高壓。[N14、][V30]組成高壓側主電路，將直流高壓斬波為脈沖電壓，通過變壓器耦合，經[V12]整流輸出，輸出電容濾波為直流電壓。
3.4.1 啟動電路
由于UCC28600的啟動電流非常小，典型值為12 μA，可以大大降低啟動電阻的功耗，因而啟動電阻由三個300 kΩ的貼片電阻串聯而成。但由于[VDD]引腳需要一個足夠的儲能電容防止在工作時出現打嗝現象，帶來的一個問題是[VDD]啟動時電壓上升過慢，電源啟動時間過長。解決方法是[VDD]引腳采用小電容，反供繞組采用大電容，兩者之間用[V34]（1N4148）隔離。
3.4.2 遙控電路
遙控電路用光耦TLP181安全隔離，當遙控信號輸入CTL端加電流信號時，光耦輸出端導通，通過[V33]將UCC28600的SS引腳拉低，關閉MOSFET的驅動信號；通過[R32]將[VDD]電壓拉低，低于UCC28600的啟動電壓，避免芯片一直處于重啟過程。
3.4.3 反饋電路
采用TL431采樣輸出端電壓，通過光耦TLP181隔離后反饋到芯片的輸入端。TL431的基準電壓為2.495 V，通過[R84、][R85]的分壓，將輸出電壓設定在11.5 V。由于負載為固定鎢燈電源，所以不用考慮電源的瞬態相應，故TL431的補償電容采用簡單的Ⅰ類補償，電路簡單，穩定可靠。
3.4.4 變壓器設計
設在最大負載時，UCC28600工作在準諧振模式，其最大占空比發生在最低輸入電壓時，在固定輸入電壓和輸入功率的情況下：
初級繞組采用2×0.35漆包線，次級采用125 μm銅箔，采用三明治繞法，磁芯中心柱開氣隙，使ALG為275 nH/T2。
3.5 測試數據
3.5.1 電源轉換效率
電源在不同輸入輸出條件下效率如圖5所示。
3.5.2 不同狀態下的開關管波形
電源在不同狀態下的開關管波形如圖6所示。
由圖6可以看出，當輸出負載很小時，電源是工作于跳脈沖模式，這樣可以降低開關損耗，提高輕載電源效率；隨著負載加大，電源開始進入頻率調制工作模式。在滿載且輸入電壓較高時，電源工作于頻率較高的準諧振模式；如果輸入電壓較低時，工作模式不變，但開關頻率降低，維持開關管在波形谷底導通。
4 結 語
實踐證明，基于UCC28600的準諧振反激式開關電源具有輸入電壓范圍寬、輸出電壓精度高、高轉換效率、低待機功耗等特點。本電源應用于鎢燈電源中，最高效率達到86%，收到了良好效果。
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1 引言
當今，社會、家庭和辦公室中的各種裝置的待機損耗已成為污染的重要來源。通常，電視接收機、監視器、打印機、傳真機等家電產品的能量消耗都有兩種截然不同的模式：即運行模式和待機模式。運行模式時，在保證同樣系統性能的前提下，可以通過降低各部分能耗來實現節能（如電源交率直接影響系統總線耗等）。而待機模式則有所不同，這些電路中的喚醒單元是永久供電的，以便隨時準備使整個系統重新運行。
對于任何由墻式電位插座供電的裝置，待機模式的功耗目標為1W。傳統的辦法是斷開負載而保持電源運行，即禁止模式，但此時系統的泄漏功率難以消除。為解決以上問題，可采取在待機模式期間完全斷開電源，設置一個微功率副電源支持喚醒單元的辦法來解決。MC44608控制器即可適應這種需求，利用它可設計出高效率的待機功耗綠色開關電源。
圖1 MC44608的內部結構原理框圖
2 MC44608的特點和構成
2.1 MC44608的特點
MC44608由于采用了有效的SMPS狀態檢測技術，因而可用次極重新配置來實現泄漏功率抑制。該器件的特點如下：
*采用了高效PWM和低功耗特機的脈沖模式技術；
*芯片振蕩器開關頻率有40kHz、75kHz和100kHz三種可供選用；
*具有占空比控制、欠壓鎖定、過壓保護、去磁保護、內部熱保護等多種功能；
*可用程序控制待機開關。
*具有較低的dV/dT，可保證較低的EMI輻射。
2.2 MC44608的構成
MC44608的內部結構如圖1所示，它是一個功率MOSFET驅動器，采用DIP-8塑封，它具有反激SMPS控制器的所有基本功能，其中包括一具有500V電壓能力的集成啟動電源、一個內部固定頻率振蕩器（頻率有三個：MC44608P40為40kHz，MC44608P75為75kHz，MC44608P100為100kHz）、一個保證斷續電流模式工作的變壓器去磁檢測系統（亦可工作于自激振蕩器SOPS或準諧振模式）、一個允許光閉環調整的并聯調整器、一個用于兩種模式（正常和脈沖模式）且完全可編程的過流檢測和防止調整失控的過壓保護等。
圖2 MC44608的構成的待機功能為1W的80W TV電源電路
3 MC44608的應用電路
3.1 低待機動耗80W TV電源電路
圖2是以MC44608為核心構成的一款低待機功耗80W TV電源電路。電路中采用箝位和緩沖網絡降低了EMI輻射，從而提高了較高線電壓功率開關的擊穿安全容限。所用變壓器為Thomson-OREGA公司生產的10642520-P1，其性能指標見表1所列。
表1 變壓器的性能指標
項 目匝 數參數值引 腳初級40180mH1-3112V40-14-1216V6-11-108V3-9-8輔助繞組4-6-7初級峰值電流 3A 當工作于激勵模式時，MC44608用于提供常規反激控制器性能。其中兩個獨立過壓保護（一個感測Vcc，另一個感測備用繞組電壓）可提供很高的安全電平。由于第二個OVP與Vcc平滑電容無關，故反應迅速。去磁檢測可在安全間斷電源模式時改善電路的短路特性。該電路在脈沖工作模式時的輸出功率接近1W。此外，在待機模式下，還可以靠降低功率元件上的電壓來提高安全電平。同時適當選擇Ton和Toff周期和振蕩器的開關頻率可使電流運行在SOPS模式。
3.2 MC4408構成的SMPS電源電路
圖3是由MC44608構成SMPS電源的實際應用電路原理圖。該電路是一種以待機功耗為1W的150W SMPS電源為背景進行設計的。電路中的變壓器初級采用光耦合器IPT1進行隔離，以避免初次級之間的相互影響。
112V輸出被連接到TL431的分壓器進行調整，其注入到光電隔離器件的電流正比于112V的dVout偏差電壓。此電流通過光電隔離器件饋入MC44608的腳3后，再由MC44608內部的并聯調整器變換為電壓，以使電壓模式PWM控制器控制功率開關。
在變壓器次級，用與TO-92晶閘管MCR22-6串聯的快速二極管和阻容網絡（4.7kΩ、120pF）可使晶閘管占火與TMOS關斷（在反饋電壓的上升沿）同步。在SMPS正常模式，阻容網絡產生的尖峰脈沖可通過待機開關直接到地。待機開關可由任何喚喚醒單元（如圖2中μP等）控制。
圖3 MC44608構成的SMPS電源電路
4 設計應用中的幾個問題
4.1 SMPS次級的重新配置
SMPS變壓器是通過初級/次級進行能量傳輸，并根據初級繞組與各次繞組間的匝比確定輸出電壓。在正常模式期間，其輸出必須被調整列具有最好的穩定性。
次級重新配置的原理是對所希望調整輸出的繞組匝數比進行調節，可采用SMPS次級開關來實現。這種開關結構建立了變壓繞組與喚醒單元電源干線之間的連接。在待機模式，當開關閉合時，在ON周期存儲在變壓器初級組中的電流將不再傳輸給相應的輸出高壓繞組，而是注入到低壓繞組。其結果是停止向高壓輸出供電，并迅速向低壓輸出供電。而在正常模式，通過TL431可以調整對能量需求的急劇增加，與TL431并聯的齊納二極管可確保低干線電壓的調整。
4.2 脈并中模式工作時的SMPS負載禁止
SMPS次級重新配置對SMPS工作狀態的另一個影響相當于電流源的高壓繞組被偏置在低電壓下，此時在112V輸出端得到的電壓將變為11.2V，16V輸出變為1.6V，Vcc降到1.2V，顯然在此條件下，MC44608將停止工作。因此，當達到欠壓鎖定電平時，芯片將進入等待狀態。在等待狀態結束時，芯片可借助啟動Vcc平滑電容C7的重新充電過程和啟動狀態來重新啟動電源，但若次級重新配置仍然工作，則將重復相同的關閉時序。
4.3 工作模式的啟動選擇
通過MC44608工作模式的自動選擇特性可使待機電源自動檢測SMPS次級是配置在正常模式還是脈沖模式。執行此功能不需通過芯片上的任何特殊引腳，也不需另外的元件。此原理是以每個能量包結束時的調整器狀態存儲為基礎的。兩種類型的脈沖模式各自對應于不同功能，其中打隔模式對應于次級過載，脈沖模式對應于次級重新配置啟動。
圖4 不同芯片的狀態相
在打嗝模式期間，最重要的特性是確保器件不損壞。在此條件下，功率元件（變壓器、MOSFET和二極管等）必須保持在一個可接受的溫度范圍內。為保證這種狀態，脈沖占空因數只占脈沖周期的10％。不同芯片的狀態相如圖4所示。
