時間：2023-05-30 09:14:46
開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇igbt驅動電路，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
ABSTRACT：This article describes the IGBT gate drive circuit protection classification，analysis of the trends of the IGBT driver protection circuit，common IGBT drive optocoupler isolated，transformer isolated typical circuit analysis，and common market manufacturers.IGBT drive operating parameters and compares the performance analysis on the MOSFET fault in the engineering practice to discuss the principle of selection of IGBT driver reference.
KEY WORDS：M57962L;IGBT;drive;circuit
引言
IGBT是一種新型功率器件，即絕緣柵極雙極集體管（Isolated Gate Bipolar Transistor），是上世紀末出現的一種復合全控型電壓驅動式電力電子器件。它將GTR和MOSFET的優點集于一身：輸入阻抗高，開關頻率高，工作電流大等，在變頻器、開關電源、弧焊電源等領域得到廣泛地應用[1]。
IGBT具有一個2.5V～5.0V的閥值電壓，有一個容性輸入阻抗，因此IGBT對柵極電荷集聚很敏感。故驅動電路必須可靠，要保證有一條低阻抗值的放電回路，同時驅動電源的內阻一定要小，即柵極電容充放電速度要快，以保證VGE有較陡的前后沿，使IGBT的開關損耗盡量要小。
在IGBT承受短路電流時，如果能及時關斷它，則可以對IGBT進行有效保護。識別IGBT是否過流的方法之一，就是檢測其管壓降VCE的大小。IGBT在開通時，若VCE過高則發生短路，需立即關斷IGBT。在過流關斷IGBT時，由于IGBT中電流幅度大，若快速關斷時，必將產生過高，在IGBT兩端產生很高的尖峰電壓，極易損壞IGBT，因此就產生了“軟慢關斷”方法。M57962L驅動電路就是依照上述理論進行設計的。
1.驅動芯片M57962L簡介
M57962L是日本三菱公司生產的專用驅動IGBT模塊的驅動器，其內部結構方框圖如圖1所示。它由光藕合器、接口電路、檢測電路、定時復位電路以及門關斷電路組成。
圖1 驅動芯片M57962L內部結構方框圖
M57962L主要有以下特點：（1）具有較高的輸人輸出隔離度（VISO=2500Vrms）;（2）采用雙電源供電方式，以確保IGBT可靠通斷;（3）內有短路保護電路;（4）輸人端為TTL門電平，適于單片機控制[2]。
1.1 引腳排列及主要性能參數
M57962L驅動器的印刷電路及外殼用環氧樹脂封裝，公有14根引腳，其中②，③，④，⑦，⑨，⑩為空腳，其外型與引腳排列如圖2所示。
M57962L的主要參數列于表1中。
1.2 保護工作原理
M57962L內部具有短路保護功能，其保護電路工作流程圖如圖3所示。檢測電路檢測到檢測輸人端①腳為15V高電平時，判定為電路短路，立即啟動門關斷電路，將輸出端⑤腳置低電平，同時輸出誤差信號使故障輸出端⑧腳為低電平，以驅動外接保護電路工作。經1-2ms延時，如果檢測出輸人端 腳為高電平，則M57962L復位至初始狀態。
圖2 驅動芯片M57962L引腳圖
表1 M57962L的主要參數
圖3 M57962L保護工作原理
2.M57962L應用電路
圖4 IGBT驅動電路
電源去耦電容C2～C7采用鋁電解電容器，容量為100μF/50V，R1阻值取1kΩ，R2阻值取1.5kΩ，R3取5.1kΩ，電源采用正負15V電源模塊分別接到M57962L的4腳與6腳，邏輯控制信號IN經13腳輸入驅動器M57962L。雙向穩壓管Z1選擇為9.1V，Z2為18V，Z3為30V，防止IGBT的柵極、發射極擊穿而損壞驅動電路，二極管采用快恢復的FR107管。
3.雙極性圖騰柱驅動器
使用M57962L，必須選擇合適的驅動電阻。為了改善柵極控制脈沖的前后沿陡度和防止振蕩，減小集電極電流的上升率，需要在柵極回路中串聯電阻RG，若柵極電阻過大，則IGBT的開通與關斷能耗均增加;若柵極電阻過小則使過大可能引發IGBT的誤導通，同時RG上的能耗也有所增加。所以選擇驅動電阻阻值時，要綜合考慮這兩方面的因素，并防止輸出電流IOP超過極限值5A，RG的選取可以依據公式[3]：
對大功率的IGBT模塊來說，RGMIN數值一般按下式計算：
這是因為對于大功率的IGBT模塊，為了平衡模塊內部柵極驅動和防止內部的振蕩，模塊內部的各個開關器件都會包含有柵極電阻器，數值視模塊種類不同而不同，一般在0.75～3Ω之間，而f的數值則依靠柵極驅動電路的寄生電感和驅動器的開關速度來決定，所以獲得的最佳辦法就是在改變 RG時監測IOP，當IOP達到最大值時，RG達到極限值。
但在使用中應注意，RG不能按前面的公式計算，而要略大于。如果 RG過小會造成IGBT柵極注入電流過大，使IGBT飽和，無法關斷，即在驅動脈沖過去的一段時間內IGBT仍然導通。本設計中要驅動IGBT為大電流的功率器件，所以在選擇RG時綜合上述的要求，選取RG為3.5Ω。
4.結論
IGBT具有開關速度快、柵極驅動電流小、驅動功率大等特點得到廣泛應用。針對 IGBT 驅動的實際要求，介紹了IGBT工作特性，并利用M57962L設計出一種適用的IGBT驅動電路。
參考文獻
[1]藍宏，等.大電流高頻IGBT用M57962L驅動能力解決方案研究[J].研究與應用，2006，30（2）：35-37.
下面以2SD315A為例，對CONCEPT公司驅動器加以說明：
配套能力強，1 700 V，2 500 V，3 300 V三種電壓等級；內部雙DC／DC變換器，兩路驅動電源隔離；單15 V供電，內部+15 V，-15 V由DC／DC變換器得到；用變壓器隔離，工作頻率100 kHz；-40～+85 ℃工作范圍；獨立工作方式或半橋工作方式；CMOS／TTL信號輸入；隔離電壓4 000 Vrms；UCE監控短路過流；死區時間可調；故障記憶鎖定輸出；欠壓(
4.8 EUPEC公司系列驅動器
EUPEC公司驅動器主要有兩種：
2ED020I12-F：1 200 V等級，±15 V／+l A／－2 A，無磁心變壓器驅動；2ED300C17-S／ST：1 700 V等級，±15 V／30 A，變壓器驅動
4.9 光纖隔離驅動
自世界上第一只MOSFET及IGBT問世以來，電壓控制型電力電子器件特別是IGBT正經歷一個飛速發展的過程。 IGBT單模塊器件的電壓越做越高，電流越做越大。同時，與之配套的驅動器件也得到了大力發展。隨著器件應用領域越來越廣，電源設備變換功率越來越大，電磁干擾也相應增大。在這種情況下，提高控制板的抗干擾能力，提高驅動耐壓等級己成為一種趨勢。光纖的使用也就成為了一種必然。
(1)IGBT驅動隔離的幾種方式
不同功率等級的器件，對驅動的要求不盡相同，下表給出了目前常用的幾種驅動方式的比較(見表20)。
(2)光纖收發器的種類
目前，大部分光纖收發器均使用Aglient公司的幾種產品型號。具體見表21(表中數據均為0～70℃使用條件，特殊標注除外)。
一般情況下，HFBR-1522，HFBR-2522使用較多，在大功率電力轉換設備中，控制板與大功率模塊驅動板之間1MBd的信號傳輸率已滿足要求，而且45m的距離也已足夠使用，在實際使用中，光纖的長度可依要求選擇(見圖35、圖36及圖37)。
(3)光纖傳輸在驅動電路中的具體應用
固態電源的基本任務是安全、可靠地為負載提供所需的電能。對電子設備而言，電源是其核心部件。負載除要求電源能供應高質量的輸出電壓外，還對供電系統的可靠性等提出更高的要求。
IGBT是一種目前被廣泛使用的具有自關斷能力的器件?開關頻率高?廣泛應用于各類固態電源中。但如果控制不當，它很容易損壞。一般認為IGBT損壞的主要原因有兩種：一是IGBT退出飽和區而進入了放大區?使得開關損耗增大；二是IGBT發生短路，產生很大的瞬態電流，從而使IGBT損壞。IGBT的保護通常采用快速自保護的辦法?即當故障發生時，關斷IGBT驅動電路，在驅動電路中實現退飽和保護；或者當發生短路時，快速地關斷IGBT。根據監測對象的不同?IGBT的短路保護可分為Uge監測法或Uce監測法?二者原理基本相似?都是利用集電極電流IC升高時Uge或Uce也會升高這一現象。當Uge或Uce超過Uge?sat?或Uce?sat?時，就自動關斷IGBT的驅動電路。由于Uge在發生故障時基本不變，而Uce的變化較大?并且當退飽和發生時?Uge變化也小?難以掌握?因而在實踐中一般采用Uce監測技術來對IGBT進行保護。本文研究的IGBT保護電路，是通過對IGBT導通時的管壓降Uce進行監測來實現對IGBT的保護。
采用本文介紹的IGBT短路保護電路可以實現快速保護，同時又可以節省檢測短路電流所需的霍爾電流傳感器，降低整個系統的成本。實踐證明，該電路有比較大的實用價值，尤其是在低直流母線電壓的應用場合，該電路有廣闊的應用前景。該電路已經成功地應用在某型高頻逆變器中。
1 短路保護的工作原理
圖1(a)所示為工作在PWM整流狀態的H型橋式PWM變換電路（此圖為正弦波正半波輸入下的等效電路，上半橋的兩只IGBT未畫出），圖1(b)為下半橋兩只大功率器件的驅動信號和相關的器件波形。現以正半波工作過程為例進行分析（對于三相PWM電路，在整流、逆變工作狀態或單相DC／DC工作狀態下，PWM電路的分析過程及結論基本類似）。
在圖1所示的電路中，在市電電源Us的正半周期，將Ug2.4所示的高頻驅動信號加在下半橋兩只IGBT的柵極上，得到管壓降波形UT2?D。其工作過程分析如下：在t1～t2時刻，受驅動信號的作用,T2、T4導通（實際上是T2導通, D4處于續流狀態），在Us的作用下通過電感LS的電流增加，在T2管上形成如圖1（b）中UT2?D所示的按指數規律上升的管壓降波形，該管壓降是通態電流在IGBT導通時的體電阻上產生的壓降；在t2～t3時刻，T2、T4關斷，由于電感LS中有儲能，因此在電感LS的作用下，二極管D2、D4續流，形成圖1（b）中UT2.D的陰影部分所示的管壓降波形，以此類推。分析表明，為了能夠檢測到IGBT導通時的管壓降的值，應該將在t1～t2時刻IGBT導通時的管壓降保留，而將在t2～t3時刻檢測到的IGBT的管壓降的值剔除，即將圖1（b）中UT2.D的陰影部分所示的管壓降波形剔除。由于IGBT的開關頻率比較高，而且存在較大的開關噪聲，因此在設計采樣電路時應給予足夠的考慮。
圖2 IGBT短路保護電路原理圖
根據以上的分析可知，在正常情況下，IGBT導通時的管壓降Uce(sat)的值都比較低，通常都小于器件手冊給出的數據Uce(sat)的額定值。但是，如果H型橋式變換電路發生故障（如同一側橋臂上的上下兩只IGBT同時導通的 “直通”現象），則這時在下管IGBT的C～E極兩端將會產生比正常值大很多的管電壓。若能將此故障時的管壓降值快速地檢測出來，就可以作為對IGBT進行保護的依據，從而對IGBT實施有效的保護。
2 短路保護電路的設計
由對圖1所示電路的分析，可以得到IGBT短路保護電路的原理電路圖，如圖2所示。在圖2所示電路中?IC4及其外圍器件構成選通邏輯電路，由IC5及其外圍器件構成濾波及放大電路，IC2及其外圍器件構成門限比較電路，IC1及其外圍器件構成保持電路。正常情況下，D1、D2、D3的陰極所連接的IC2D、IC2C及CD4011的輸出均為高電平，IC1的輸出狀態不會改變。假設由于某種原因，在給T2發驅動信號的時候，H型橋式PWM變換電路的左半橋下管T2的管壓降異常升高（設電平值為“高”），即T2－d端電壓異常升高，則該高電平UT2－d通過R2加在D8的陰極；同時，發給T2的高電平驅動信號也加在二極管D5的陰極。對IC2C來說，其反相輸入端為高電平，若該電平值大于同相輸入端的門檻電平值的話，則IC2C輸出為“低”。該“低”電平通過D2加在R－S觸發器IC1的R輸入端，使其輸出端Q的輸出電平翻轉，向控制系統發出IGBT故障報警信號。如果是由于右半橋下管T4的管壓降異常升高而引起IC2D輸出為“低”，則該“低”電平通過D1加在R－S觸發器IC1的R輸入端，使其輸出端Q的輸出電平翻轉，向控制系統發出IGBT故障報警信號。由IC5A和IC5C及其外圍器件構成的濾波及放大電路將選通電路送來的描述IGBT管壓降的電壓信號進行預處理后，送給由IC5B構成的加法器進行運算處理。若加法器的輸出電平大于由R22和R32確定的門檻電平，則會使R－S觸發器IC1的R端的第三個輸入端為“低”，也向控制系統發出IGBT故障報警信號。改變由R22和R32確定的門檻電平，就可以靈活地改變這第三路報警信號所代表的物理意義，從而靈活地設計保護電路。圖2中的端子T4－d、T2－d，分別接在T4、T2的集電極上，T4－G、T2－G分別接IGBT器件T4、T2的驅動信號。在電路設計時應該特別注意的是，D8、D5、D9、D4必須采用快速恢復二極管。
3 仿真及實驗結果
當圖1所示的PWM變換器工作在單相高頻整流模式下，應用PSPICE仿真軟件對圖2所示的電路進行仿真研究，可以得到如圖3所示的結果。圖3所示的仿真波形相當于在圖2電路中IC5B的第7腳觀察到的信號波形。仿真結果表明，檢測電路可以快速、有效地將PWM變換器的下管導通時的管壓降檢測出來。圖4所示波形是實際電路工作時檢測到的相關波形。圖中，1＃通道顯示的是單相高頻整流電感電流的給定波形，2＃通道顯示的是實際檢測到的圖2電路中IC5B的第7腳的工作波形。比較圖3和圖4可以得出，該檢測電路可以快速、有效地檢測出IGBT導通時的管壓降，從而對IGBT實施有效的保護。
1 引言
電力系統中大功率電力電子裝置的開關元件主要是晶閘管和GTO。但是，隨著近年來雙極功率晶體管及功率MOSFET的問世以及生產技術的成熟，這些開關元件憑借自身優越的性能逐漸替代了晶閘管和GTO，并朝著節能、輕便、小型化的方向迅速發展。IGBT－IPM?Intelligent Power Module）智能模塊正是其中的代表之一，它將IGBT單元、驅動電路、保護電路等結合在一個模塊之中，利用這些優越的特性可極大地提高實際應用系統的穩定性?同時可簡化設計的難度?縮小裝置的體積。
圖1
2 IGBT智能模塊的主要特點
與過去IGBT模塊和驅動電路的組合電路相比，IGBT－IPM內含驅動電路且保護功能齊全，因而可極大地提高應用系統整機的可靠性。本文將要介紹的是富士電機最新推出的R系列IPM智能功率模塊7MBP100RA－120的主要特點和使用情況。它除了具有體積小、可靠性高、價格低廉等優點以外，還具有以下主要功能：
內含驅動電路。該模塊同時具有軟開關特性，可控制IGBT開關時的dV／dt和浪涌電壓；用單電源驅動時，無需反向偏壓電源；并可防止誤導通。關斷時，IGBT柵極低阻抗接地可防止噪音等引起VGE上升而誤導通；模塊中的每個IGBT的驅動電路都設計了最佳的驅動條件。
內含各種保護電路。每個IGBT都具有過流保護（OC）、負載短路保護（SC）、控制電源欠壓保護（UV）和過熱保護（OH）等功能。
圖2
內含報警輸出功能。當出現上述保護動作時，可向控制IPM的微機系統輸出報警信號。
包含有制動電路。內含制動單元的IPM模塊，用此單元可以抑制PN端子間的電壓升高。
圖1為該IGBT－IPM智能模塊的內部結構圖，圖中的前置驅動部分包括驅動放大、短路保護、過流保護、欠壓閉鎖、管心過熱保護等功能電路。圖中，各個引腳和端子的標號列于表1。
表1 IGBT-IPM智能模塊的腳及端子標號
端子標號內 容
P,N經過整流變換平滑濾波后的主電源Vd的輸入端子。P：+端，N：-端B制動輸出端子：再生制動電阻電流的輸出端子。不用時，建議接到P或N上U，V，W模塊的3相輸出端子(1)GND U,(3)Vcc UU相上臂控制電源Vcc輸入。Vcc U:+端；GNDU：-端(4)GND V,(6)Vcc VV相上臂控制電源Vcc輸入。Vcc V:+端；GNDV：-端(7)GND W,(9)Vcc WW相上臂控制電源Vcc輸入。Vcc W：+端；GNDW：-端（10）GND，（11）Vcc下臂公用控制電源Vcc輸入。Vcc：+端；GND：-端（2）U，（5）V，（8）W下臂U，V，W相控制信號輸入（13）X，（14）Y，（15）Z下臂X，Y，Z相控制信號輸入（12）DB，（16）ALMDB為下臂相控制信號輸入，ALM為保護電路動作時的報警信號輸出3 IGBT智能模塊電路設計
IGBT智能模塊的電路設計主要分為主電源部分、光耦外圍控制部分、緩沖電路部分及散熱部分。下面分別對這四部分的設計方法和需要注意的問題進行說明。
3．1 主電源電路
富士的IGBT－IPM模塊有很多不同的系列，每一系列的主電源電壓范圍各有不同，在設計時一定要考慮其應用場合的電壓范圍。600V系列主電源電壓和制動動作電壓都應該在400V以下，1200V系列則要在800V以下。開關時的最大浪涌電壓：600V系列應在500V以下，1200V系列應該在1000V以下，根據上述各值的范圍，使用時應使浪涌電壓限定在規定的值內，且應在最靠近P、N端子處安裝緩沖器（如果一個整流電路上接有多個IGBT模塊，還需要在P、N主端子間加浪涌吸收器）。雖然在模塊內部已對外部的電壓噪聲采取了相應的措施，但是由于噪聲的種類和強度不同，加之也不可能完全避免誤動作或損壞等情況，因此需要對交流進線加濾波器，并絕緣接地，同時應在每相的輸入信號與地（GND）間并聯1000pF的吸收電容。
3．2 光耦外圍控制部分
與主電源電路不同，外圍控制電路主要針對的是單片機控制系統的弱電控制部分。由于模塊要直接和配電系統連接，因此，必須利用隔離器件將模塊和控制部分的弱電電路隔離開來，以保護單片機控制系統。同時，IGBT模塊的工作狀況很大程度上取決于正確、有效、及時的控制信號。所以，設計一個優良的光耦控制電路也是模塊正常工作的關鍵之一。根據IGBT的驅動以及逆變電路的要求?1?，模塊內部的IGBT控制電源必須是上橋臂3組，下橋臂1組，總計4組獨立的15V直流電源。圖2是一種推薦的光耦驅動電路。
圖2中給出了幾種典型光耦驅動電路，其中三極管與光耦并聯型電路對光耦特別有利。下面是控制輸入的光耦規格要求：
CMH＝CML＞15kV／μs或10kV／μs
TPHL＝TPLH＜0．8ms
CTR＞15％
推薦的光耦有：
HCPL－4505，HCPL－4506
TLP759（IGM），TLP755等。
一般情況下，光耦要符合UL、VDE等安全認證。同時最好使光耦和IGBT控制端子間的布線盡量短。由于初級和次級間常加有大的dv／dt，因此，初、次級布線不要太靠近以減小其間的耦合電容。在使用15V的直流電源組件時，建議電源輸出側的GND端子不要互聯，并盡量減少各電源與地間的雜散電容，同時還應當確保足夠大的絕緣距離（大于2mm）。光耦輸入用的10μF及0．1μF濾波電容主要是保持控制電壓平穩和修正線路阻抗的穩定，其它地方的濾波電容也很必要。另外，控制信號輸入端與Vcc端應接20kΩ的上拉電阻，在不使用制動單元時，也應該在DB輸入端與Vcc端接20kΩ的上拉電阻，否則，dv／dt過大可能會引起誤動作。圖3為控制信號的輸入電路。其它三組上橋臂控制信號輸入電路與圖3相同，但3組15V直流電源應分別供電。而下橋臂的4組，則共用一個15V直流電源。
3．3 緩沖電路
緩沖電路（阻容吸收電路）主要用于抑制模塊內部的IGBT單元的過電壓和dv／dt或者過電流和di／dt，同時減小IGBT的開關損耗。由于緩沖電路所需的電阻、電容的功率、體積都較大，所以在IGBT模塊內部并沒有專門集成該部分電路，因此，在實際的系統之中一定要有緩沖電路，通過電容可把過電壓的電磁能量變成靜電能量儲存起來，電阻可防止電容與電感產生諧振。如果沒有緩沖電路，器件在開通時電流會迅速上升，di／dt也很大，關斷時，dv／dt很大，并會出現很高的過電壓，極易造成IGBT器件的損壞。因此，緩沖電路不僅在IGBT模塊中需要，在SVG系統的整流電路中也同樣需要。圖4給出了一個典型的緩沖電路，有關阻值與電容大小的設計可根據具體系統來設定不同的參數。
4 IGBT智能模塊在SVG裝置的應用
靜止無功發生器SVG[3][4][5]（Static Var Generator）是靈活交流輸電系統（FACTS—Flexible AC Transmis-sion System）技術中的一個重要內容，它的主要功能是在系統中起到動態無功發生、無功補償、電壓支撐、改善系統穩定的作用。目前，改善電壓質量的方法是用傳統的SVC（Static Var Compensator）靜態無功補償裝置來減小電壓波動及電壓不對稱，而用機械投切電容器或電抗器消除電壓不平衡，用濾波器消除諧波。但是，這些措施的實現及控制都不太靈活，加之設備價格比較昂貴、維修困難，因而在實際系統應用中效果并不是很好。FACTS技術中的SVG裝置以其靈活的動態調節性能克服了這些不足。SVG裝置的核心部分是逆變電路，它將整流后的直流電壓進行逆變以產生與系統相應的交流電壓，從而產生所需的交流無功功率。利用IGBT智能模塊后，逆變電路無論是在體積、性能、穩定性還是控制方式上都得到了極大地簡化。
該系統共分為3個主要部分：第一部分是由IG-BT模塊構成的逆變電路，第二部分是由電力二極管構成的全波整流電路，第三部分是由微機構成的檢測控制系統。整流電路采用日本富士公司的三相全波整流模塊6RI100G－160，該模塊的主要作用是將三相線路上的交流電壓變為直流輸出，從而維持直流電容兩端的電壓穩定，同時也為逆變電路提供一個直流電壓。
微機控制系統是由以ADMC401高速數字信號處理芯片為核心的DSP控制系統組成，它具有極高的處理速度和專門的6路PWM波發生控制引腳，從圖5可以看出，DSP控制系統除了完成向IGBT發出控制信號以外，還可完成三相電流和電壓的檢測、人機交換等功能。電流檢測可利用KT100－P型電流傳感器來完成，電壓檢測則利用CHV－50P電壓傳感器來完成。鍵盤管理部分選用82C79接口芯片來管理16鍵的鍵盤輸入。輸出顯示部分則選用以SED1520為驅動芯片的MGLS－12032A液晶顯示模塊（LCD）[3]。該模塊的顯示屏幕一次最多可顯示14個16×16 的點陣漢字，圖中只畫出了相應的方框圖。上述功能均可通過對ADMC401數字信號處理芯片的軟件編程來實現。其程序流程圖見圖6所示。
值得注意的是：本SVG裝置中采用的是單橋路控制電路，所以只用到了一個IGBT智能模塊，它一共有6個控制點。如果采用多重化結構并使用多個IGBT模塊相串聯或并聯工作，那么將會得到更多的控制點，當然，輸出的波形、容量、電壓都將會更好。實際上，在SVG系統中，除了IGBT逆變模塊以外，還有很多其它的重要組件，因此，要想讓SVG系統中的IGBT智能模塊正常、高效、安全地工作，還需要裝置其余各部件都協調運作，才能夠達到預期的控制效果。
2SD315AI－33是瑞士CONCEPT公司專為3300V高壓IGBT的可靠工作和安全運行而設計的驅動模塊，它以專用芯片組為基礎，外加必需的其它元件組成。該模塊采用脈沖變壓器隔離方式，能同時驅動兩個IGBT 模塊，可提供±15V的驅動電壓和±15A的峰值電流，具有準確可靠的驅動功能與靈活可調的過流保護功能，同時可對電源電壓進行欠壓檢測，工作頻率可達兆赫茲以上；電氣隔離可達到6000VAC。
1 2SD315AI－33簡介
1．1 外形及管腳功能
圖1所示為2SD315AI－33的外形圖，該芯片共有44個管腳。具體功能如下：
1，2腳（VDD）：信號電源；
3腳（SO1）：通道1狀態輸出；
4腳（VL／Reset）： 定義邏輯電平／錯誤信號復位；
5腳（RC1）：通道1死區RC網絡；
6腳（InB）：PWM2／ENABLE；
7腳（RC2）：通道2死區RC網絡；
8腳（MOD）：模式選擇；
9腳（SO2）：通道2狀態輸出；
10腳（InA）：PWM1／PWM；
11，12腳（GND）：15V電源地；
13～17腳（VDC）：DC／DC驅動電源；
18～22腳（GND）：DC／DC驅動電源地；
23腳（Ls2）：通道2的狀態顯示端；
24腳（C2）：通道2的集電極檢測端；
25腳（Rth2）： 通道2的閾值電阻端；
26，27腳（E2）：通道2的發射極；
28腳（Viso2）： 通道2的DC／DC輸出側電源；
29，30腳（COM2）：通道2的DC／DC輸出側地；
31，32腳（G2）：通道2的柵極；
33，34腳（NC）：未用；
35腳（Ls1）：通道1的狀態顯示端；
36腳（C1）：通道1的集電極檢測端；
37腳（Rth1）：通道1的閾值電阻端；
38，39腳（E1）：通道1的發射極；
40腳（Viso1）：通道1的DC／DC輸出側電源；
41，42腳（COM1）：通道1的DC／DC輸出側地；
43，44腳（G1）：通道1的柵極。
1．2 主要參數
2SD315AI－33的極限參數如下?
供電電壓VDD和VDC：16V；
邏輯信號輸入電平：VDD；
門極峰值電流Iout：±18A；
內部開關電源輸出功率：6W；
輸入輸出隔離電壓：6000VAC?50Hz／min?；
工作溫度：－40～85℃；
下面是2SD315AI－33的主要電參數?
輸入輸出延遲開通時間tpd?on?：300ns；
關斷時間tpd(off)：350ns；
短路或欠壓保護阻斷時間：1s；
輸出上升時間tr(out)：160ns；
輸出下降時間tf(out)：130ns；
最大電壓上升率：100kV／μs。
2 工作原理及性能特點
2．1 工作原理
圖2為2SD315AI－33的功能框圖。它主要由DC／DC轉換電路、輸入處理電路、驅動輸出及邏輯保護電路組成。
DC／DC轉換電路的功能是將輸入部分與工作部分進行隔離。而其輸入處理電路由LDI001及其外圍電路組成。由于控制電路產生的PWM信號不能直接通過脈沖變壓器，尤其是當脈沖信號的頻率和占空比變化較大時，尤為困難。LDI001就是專門為此而設計的，此專用集成芯片的功能主要是對輸入的PWM信號進行編碼，以使之可通過脈沖變壓器進行傳輸。由于該器件內部帶有施密特觸發器，因此對輸入端信號無特殊的邊沿陡度要求，并能提供準靜態的狀態信號反饋。將其設計為集電極開路方式，可以適應任何電平邏輯，并可直接產生死區時間。以上優點使得接口既易用又靈活，從而省去了其它專用電路所必需的許多外圍器件。
驅動輸出及邏輯保護電路的核心芯片是IGD001。它將變壓器接口、過流短路保護、阻斷邏輯生成、反饋狀態記錄、供電監視和輸出階段識別等功能都已集成在一起。每個IGD用于一個通道，其具體功能是對脈沖變壓器傳來的PWM信號進行解碼，對PWM信號進行功率放大，對IGBT的短路、過流及電源的欠壓檢測保護，并向LDI反饋狀態，以產生短路保護的響應時間和阻斷時間等。
2．2 性能特點
2SD315AI－33與其它驅動器相比具有以下幾個顯著的特點：
（1）可靈活定義邏輯電平；
（2）可自由選擇工作模式；
（3）具有短路和過流保護功能；
（4）具有欠壓監測功能；
（5）可動態設定短路保護閾值
3 2SD315AI－33在實際中的應用
3．1 應用實例
筆者所在實驗室中正在設計的“雙逆變器－電機”能量互饋式交流傳動試驗系統由于采用專為電力機車所設計的300kW異步電機，故逆變器和變流器的主開關器件選用的是EUPEC公司的高壓IGBT 模塊FZ1200R33KF1。該器件的電壓等級為3300V，電流等級為1200A。根據FZ1200R33KF1對驅動保護電路的要求以及2SD315AI－33驅動模塊的性能特點，筆者設計了IGBT的驅動保護電路，具體如圖3所示。
該電路由輸入保護、電源保護、上電復位、死區時間設定及與IGBT的接口電路幾部分組成，該電路工作于半橋模式。以下分別予以介紹：
輸入保護：通常驅動板通過引線與控制電路相連，因此，應對驅動電路的輸入InputA和InputB給予適當地保護，以便在掉電或輸入信號呈高阻時，輸入端能夠通過電阻Rx1接地。電容Cx1的作用是抑制輸入端出現的短脈沖或有害的尖峰脈沖。該電路會產生大約1μs的信號延遲。
電源保護：在一定的情況下，如果驅動器外部發生短路（如IGBT毀壞或短路），則驅動模塊內部的DC／DC變換器可能會導致電源線短路。故設計時在VDD端增加了一個熔斷器，以保證在出現故障時電路板不致毀壞。圖中的16V穩壓管Z2用于過壓保護。
上電復位：由于上電后的錯誤信息總是保存在驅動模塊的錯誤寄存器中，因此在驅動電路與控制電路分離的情況下，可通過圖3連接于VL／Reset的上電復位電路進行復位。該電路同時還有欠壓保護功能。VDD＞12．7V時，Z1反向擊穿，Q1導通，Q2截止，VL為高電平，驅動器開通；而當VDD＜12V時，Q1截止，Q2導通，VL為低電平，驅動器關斷。另外，該復位電路還可保證在開啟電源后的一個較短時間內使加于所有IGBT器件控制端上的電壓均為低，以保證所有IGBT器件均處于關斷狀態。
與IGBT接口：當開通時，驅動電流經RG1和二極管DG流向IGBT，即開通電阻Ron＝RG1? 關閉時，由于二極管DG的單向導電性， 門極經RG1和RG2放電?即關斷電阻Roff＝RG1＋RG2。這樣就使得開通的di／dt、dV／dt和關斷的dV／dt可以分別控制，從而改善了開關過程，減少了開關損耗。
3．2 設計中需要特別注意的問題
在任何時候都不能使過流檢測管腳CX直接接到IGBT的集電極，而需通過二極管連接。其反向承受的峰值電壓應超過逆變器直流側電壓的60％，以防止高壓串入驅動電路。
在管腳Visox和Lsx之間需串接一個電阻和發光二極管以指示通道X的工作狀態，在正常情況下，發光二極管發光，而在發生短路和欠壓故障時，發光二極管熄滅。但由于制作工藝上的原因，管腳Lsx對于干擾極為敏感，因此，在設計中若要指示狀態，應把發光二極管接在電路板上盡量靠近輸出端的地方，若不需狀態指示，則必須把管腳Lsx和COMx短接。千萬不要通過很長的引線將發光二極管引出，或者將Lsx端懸空，否則會因電磁干擾的引入使整個電路不能正常工作。
電容CGEX 是根據高壓IGBT開通時的特殊性來實現開通時di／dt、dV／dt的分別控制。選取時要反復調試，否則會使驅動輸出信號發生振蕩。
3．3 門極驅動布線
門極驅動布線對防止潛在的振蕩、減慢門極電壓的上升、減少噪聲損耗、降低門極電源電壓或減少門極保護電路的動作次數有很大的影響。因此，門極布線的設計必須依從以下的原則：
（1） 布線必須將驅動器的輸出級和IGBT之間的寄生電感減至最低，這相當于把門極的連線和發射極的連線之間包圍的環路面積減至最低。
（2） 必須正確放置門極驅動板，以防止功率電路和控制電路之間的電感耦合。
（3） PCB板的條線之間不宜太過靠近，否則IGBT的開關會使其相互電位改變，因為過高的dV／dt會通過寄生電容耦合噪聲。
（4） 安裝時，為縮短連線，應把驅動板直接用螺絲擰在IGBT模塊上。
圖3 3300V/1200A IGBT的驅動電路
4 結論
通過以上介紹可知，高壓IGBT驅動模塊2SD315A－33具有以下優點：
（1）只需簡單調整MOD腳，就可使該電路在半橋模式和直接模式下運行。
（2）該驅動模塊的接口非常簡單，能處理所有從5V～15V電平的邏輯信號。由于輸入口內部有施密特觸發器，它對輸入端信號無特殊的邊沿陡度要求，而且狀態反饋輸出端設計為集電極開路，因此，該電路可以適應任何電平邏輯。
（3）由于采用雙極性的驅動電壓（15V），使得任何廠家的各種級別的IGBT模塊都可安全運行；負偏置的使用使得電路的抗干擾能力大大增強，這樣就很容易實現IGBT模塊的并聯。
（4）內部電壓隔離使得即使是多個驅動模塊，也可以共用一個驅動電源，這不但省去了人力和資金，而且電磁干擾程度也大大降低。
1 概述
由于IGBT（絕緣柵雙極性晶體管）是一種電壓控制型功率器件，它所需驅動功率小，控制電路簡單，導通壓降低，且具有較大的安全工作區和短路承受能力。因此，目前IGBT已在中功率以上的電力電子系統中（如變頻器、UPS電源、高頻焊機等）逐漸取代了POWER MOSFET及POWER BJT而成為功率開關元件市場中的重要一員。然而?如何有效地驅動并保護IGBT則成為目前電力電子領域中的重要研究課題之一。一個具有保護功能的驅動電路不但能在正常工作狀態下給IGBT提供所需的驅動功率，在異常工作狀態下能起保護IGBT的作用，而且應當能使電力電子系統中的IGBT有很好的替換特性。因此?高性能的驅動電路是提高電子產品品質和可靠性，從而增強其競爭力的關鍵之一。本文介紹一種高性能、智能化的IGBT驅動板SCALE。
圖1
2 功能介紹
SCALE驅動板系列是瑞士Concept公司生產的，Concept公司是專業生產IGBT驅動電路的公司，主要為西門子／EUPEC高壓大電流IGBT模塊配套。該SCALE驅動板采用ASIC設計，僅用15V電源驅動，開關頻率可大于100kHz，且具有高可靠和長壽命特性，可驅動1700V、1200A的IGBT。1998年度贏得ABB優秀電力電子項目稱號，其主要型號和驅動能力如表1所列。
表1 SCALE的主要型號和驅動能力
2SD106AI可驅動兩單元400A1200V2SD106AI-17可驅動兩單元400A1700V2SD315AI可驅動兩單元1200A1700V2SD106EI可驅動六單元400A1200V2SD106EI-17可驅動六單元400A1700V2．1 SCALE的特點
實用范圍寬?可應用在數千瓦至數兆瓦的功率范圍及實用的耐壓要求范圍內，幾乎可工作在所有的頻率及調制模式，適用于任何廠家的模塊。
體積小巧、結構緊湊、應用靈活，具有直接和半橋模式可供選擇。在半橋模式下，可選用所要求的死區時間。
成本低，具有很高的性能／價格比。除可提供柵極驅動外，還具有檢測狀況顯示及電源隔離等功能，是一種可滿足市場所有要求的、最經濟實用的驅動板。
使用簡便。該驅動板的電接口非常簡單，可處理5～15V電平的標準邏輯信號。具有施密特觸發器輸入特性，且對輸入信號沒有特殊要求。故障傳送使用集電極開路輸出，可與常用的邏輯電平相兼容。因為驅動板具有所有智能化驅動功能，且驅動信號、狀態傳送及電源與功率部分完全隔離，所以使用非常簡單。在大多數情況下，用智能化SCALE驅動板來驅動標準IGBT模塊，比使用智能化IGBT模塊（IPM）更加簡便，也更加靈活。
2．2 SCALE的主要功能
SCALE由電子接口LDI 、智能柵極驅動 IGD和15V DC／DC電源組成，其原理方框圖如圖1所示。由圖可見，該驅動板主要有兩個功能塊。其中功能塊＃1為LDI（邏輯與驅動之間的接口），每一個LDI可驅動兩路。加在輸入端的PWM信號再通過脈沖變壓器隔離后，即可輸出驅動信號，以驅動IGBT工作。
功能塊＃2為IGD（智能柵極驅動），該功能塊工作時，每路用一個IGD從脈沖變壓器接收編碼脈沖信號，然后解碼出原始的PWM信號。再經功放，便可給IGBT柵極提供數安培的驅動電流。
（1） 電子接口LDI001
因為PWM信號的頻率和占空比變化較大，所以不能簡單地通過變壓器傳送。為此，SCALE配備了LDI001邏輯驅動接口，LDI001的結構如圖2所示，它具有以下功能：
可為用戶提供一個簡單的接口，兩個信號輸入端都具有施密特觸發器特性；
與5V、15V的邏輯電平相匹配。
產生半橋所需的死區時間；
對PWM信號進行編碼，以使其可通過脈沖變壓器傳送；
識別編碼傳送的狀態通知信號并放大，以為用戶提供一個準靜態的狀態信號。
圖2
SCALE驅動器可不加任何元件而直接與邏輯電路相連，也可通過較長的電纜相連。這種情況下，為了獲得較高的信躁比，應使用15V電平。同時應通過外接的RC網絡來獲得所要求的死區時間。
（2） 驅動塊IGD001
IGD001具有所有必需的智能驅動功能，如變壓器接口、過載和短路保護、鎖定時間邏輯、狀態通知、對電源電壓和輸出級的監測等。
IGD驅動塊的內部結構框圖如圖3所示，該驅動塊主要用于完成如下功能：
對從脈沖變壓器接收的編碼信號進行解碼；
用功放PWM信號驅動IGBT；
監測IGBT的過載和短路；
監測欠壓；
產生響應時間和鎖定時間；
給控制器（LDI001）發出狀態通知信號。
智能驅動塊IGD001所有的保護、監測功能（如過流、短路保護和欠壓保護）都置于次級。這樣，在出現故障時，電路將立即被關閉并鎖定。
圖3
（3） SCALE驅動塊的保護功能
SCALE的保護主要包括短路和過流以及電源監測。對于短路和過流保護來說，SCALE驅動中的每路都有一個Vce監測電路。Rth為關斷閾值的參考電阻。在IGBT開通后的一段響應時間內，Vce監測電路不起作用。而當Vce出現故障后，鎖定時間功能開始啟動，并在鎖定時間內使驅動器鎖定IGBT，而不再接受輸入信號。模塊中的各路都具有自己的鎖定功能，并均由各路的LGD001實現。一旦Vce超過由Rth設定的閾值，鎖定將立即啟動。
SCALE中的每路都具有一個欠壓監測電路。 當電源電壓降至10V或11V時，IGBT將執行負壓關斷并進行故障報警。
3 SCALE的主要工作模式
3．1 直接模式
在直接模式下，各路IGBT將獨立地工作。該模式可用于已產生死區時間的PWM信號的驅動，也可用于獨立工作的各路IGBT。將MOD輸入與V相連，RC1和RC2接地，即為直接模式。在直接模式下，狀態輸出SO1和SO2分別返回，因此當出現故障時，可以方便地確定故障出現在那一路。
3．2 半橋模式
通過與RC1和RC2相連的RC網絡可獲得數百納秒的死區時間。當輸入端B為低電平時，兩路IGBT都被關斷。將MOD輸入接地即為半橋模式，輸入IA為PWM輸入，IB為使能輸入。在VL／R輸入端接上4．7V齊納二極管可使輸入端IA和IB設置在TTL電平。由于該模式下的狀態輸出SO1和SO2連接在一起，因此，兩路故障為“或”的關系。當RC網絡為10kΩ／100pF時，死區時間為500s。
4 引腳功能
現以SCALE中的2SD315A為例，給出該模塊的引腳功能，圖4給出了2SD315A的引腳分布圖。
4．1 輸入部分引腳功能
GND：電源地；
VDC：電源＋15V，供DC／DC電源使用；
VDD：電源＋15V，供LDI001使用；
VL／R：用來設置輸入端InA和InB的施密特觸發器的開關閾值。當輸入信號為加在VL／R端電壓的2／3時，開通；為1／3時關斷；
MOD：模式選擇；
INA：信號輸入端A；
INB：信號輸入端B；
SO1：狀態輸出1；
SO2：狀態輸出2；
RC1：產生＃1路死區時間的RC網絡；
RC2：產生＃2路死區時間的RC網絡；
RC端：設置死區時間的RC網絡。
在半橋模式中，將RC網絡與各RC端相連接可確定對應各路的死區時間。死區時間隨溫度可能有很小的漂移。所接電阻不允許小于5kΩ。RC網絡必須要按圖連接，并將電阻與VCC連接，電容接地。表2給出了RC網絡與死區時間的對應關系。
表2 RC網絡與死區時間
電阻（kΩ）電容（pF）死區時間1047200ns10100500ns151201.1μs221502.1μs332204.6μs4．2 輸出部分引腳功能
G端（柵極）:與IGBT柵極相連，并用15V驅動。
E端（發射極）:與IGBT發射極直接相連，且連線應盡可能地短。
C端（集電極）:用來檢測開通時IGBT的電壓降，因此?必須直接與IGBT集電極相連。對于1200V和1300V模塊，應用2個或3個1N4007二極管來滿足140％的耐壓要求。使用普通高壓二極管即可，一般不需用高壓快恢復二極管。
Rth端（參考電阻）：通過接在Rth端的參考電阻可確定IGBT的保護關斷閾值。E端的參考電位、參考電阻必須盡可能地靠近IGBT模塊。當C端的電壓超過Rth端的電壓時，將啟動IGBT保護功能。此時電流源將提供150μA的電流。
參考電阻值可通過下列公式來計算：
Rth＝Vth／150μA
若Vth為5．85V時，Rth應選擇39 kΩ的電阻。
功率計量部分采用ATT7022B單片機，根據數據采集模塊采樣到的數據計算有功功率與有功電能、無功功率與無功電能、視在功率與視在電能、電壓有效值、電流有效值及頻率等。由于萬能板空間占比大，不能很好地集成以及與主控制電路連接，故采用印制PCB板，包括傳感器電路板、最小系統和控制電路板、功率計量電路板等。
2核心控制模塊
本模塊包括七個部分：單片機及其電路、鍵盤數碼管顯示電路、串行通信電路、非易失性存儲器電路、液晶顯示電路、計時電路、D/A轉換電路。單片機采用MSP430F194執行程序，實現鍵盤輸入控制、LED顯示等功能，使用微耗的液晶顯示屏，顯示用電器的功率和耗電量、輸入電壓、累計時間等參數。
3變頻控制部分
變頻調速技術通過改變電動機工作電源頻率從而改變電機轉速，基本原理是：在變頻器內，EMI線濾波器對市電中的單相220V交流電源進行濾波，將外界電網的高頻脈沖干擾濾除，從而避免變頻器外部受到開關電源的電磁干擾，電流經過大容濾波和硅橋整流，在直流母線上得到穩定的直流電壓。在單片機的控制下，該直流電壓經過三相橋式逆變電路逆變后，可輸出交流電。該交流電含一小部分諧波，經過一級小容量的無源濾波網絡后，在輸出端獲得正弦輸出電壓。本設計采用主、從兩片單片機進行控制，主單片機實現頻率電壓編碼輸出控制、LED顯示及鍵盤輸入控制等，從單片機主要使用SPWM調制方式，具有高效率、低噪聲等優點。
3.1逆變功率模塊
逆變功率模塊分為整流電路和逆變電路:（1）800V/8A硅整流橋的整流器，將220V交流電整流成直流電，直流電壓通過大容濾波電路濾波，此時直流電壓值為輸入交流電壓的峰值，即。（2）由IGBT組成的逆變橋，具有驅動功率小而飽和壓降低的優點，將單片機傳輸的三相六路SPWM波信號放大并合成三相交流電，將整流濾波得到的直流電逆變成頻率可調的交流電。由于功率可達2000W及以上，為保護電路，首先將兩個瞬間吸收過壓高于1500W的瞬態抑制二極管串聯從而實現瞬間過壓保護；然后采用快恢復二極管進行續流保護，避免因電動機產生反電勢而導致IGBT損壞。
3.2信號驅動模塊
變頻器中采用IGBT的功率輸出級具有簡單的驅動電路，較高的開關頻率，并且用于通用變頻器時，可以降低負載電動機的噪聲。IGBT還可使電動機轉矩的脈動和電動機的損耗減小。由于IGBT是電壓驅動型器件，因而可以降低成本，提高可靠性，使裝置更加緊湊。IGBT的常用驅動方法：分立元件驅動、脈沖變壓器驅動和專用芯片驅動等。逆變模塊中組成三相逆變橋采用的是IGBT，為了滿足上橋臂的三個IGBT需要可靠驅動要求，我們采用自舉電壓驅動專用芯片IR2110，并對其典型器件改進，使輸入輸出的高低電平和正負電壓保持對應關系，且電源電位恒為20V，便可控制IGBT。由LM311及TL413構成的過流保護電路能即時判斷電路過流情況，進而關斷IR2110脈沖輸出，起到保護電路的作用。
3.3核心控制模塊
變頻器的核心控制模塊主單片機用HT46R232單片機，該單片機編程靈活，具備4K的程序存儲器及192Byte的數據存儲器，可作為信號輸出元件。8通道10位分辨率A/D轉換輸入，40個I/O管腳可應用于多輸入及輸出控制的裝置，使器件更加簡潔，具有極高的抗干擾能力，是一種高集成度低成本的MCU芯片。主單片機輸出信號后，對由單片機通過SPWM波生成算法編程，從而使六路SPWM信號輸出，接著驅動三相逆變橋，同時主單片機也實現了輸出頻率的顯示功能和步進控制。SPWM波形生成算法：等效面積法、有規則采樣法和自然采樣法。自然采樣法難以實時控制，規則采樣法可用計算機快速計算脈沖寬度和脈沖間隔時間，等面積法的諧波較規則采樣法的諧波較少。并且實驗表明采用等效面積法產生的SPWM波形具有輸出波形諧波小、精度高、對稱性好等優點[3]。所謂等效面積算法，即N等分一個正弦半波，用面積相同的等高矩形脈沖代替每一等分的正弦曲線與橫軸所包圍的部分面積，將N個寬度不等幅值相等的矩形脈沖所構成的波形近似等效為正弦半波，矩形脈沖的中點和正弦波每一等分的中點重合。可以由計算得到脈沖波形的開關時刻和寬度。由此得到與頻率對應關系的IGBT的開關時刻。在等效面積算法中，正弦波在一個周期內劃分的等份越多，合成后三相波形越接近正弦波形、各個波頭的間隙越小。
3.4電源部分
信號單片機工作電源和驅動電源組成了電源模塊。220V/9V變壓器將220V交流電被隔離降壓，變為有效值為9V的交流電，整流濾波后，三端穩壓器將由交流電提供，單片機由輸出5V直流電壓供給工作；另外信號驅動電源被工頻變壓器降壓后，通過三端穩壓器產生的20V/1A直流電源。
4結論
關鍵字： 起重機；異步電動機；矢量變頻控制；DSP
1. 引言
起重機是現代工業生產不可或缺的機械設備，被廣泛地應用于各行各業中。起重機需要在短時間內頻繁啟制動，對調速系統提出了更高的要求，傳統的轉子串電阻調速、定子調壓調速、串級調速存在調速范圍小、啟動電流對電網沖擊大、功率因數低、故障率較高等問題。
隨著微電子技術、電力電子技術的飛速發展，加之工業對生產效率和產品質量要求的不斷提高，交流變頻調速技術得到了越來越廣泛的應用 。變頻調速，通過改變電動機電源頻率來改變電動機的速度，調速范圍大，運動平滑性能好，可實現恒功率或恒轉矩調速以適應不同負載的要求，且由于逆變器的反饋作用，對控制目的的精確度也更高[1]。變頻調速以其優異的啟、制動性能，高效率和節能效果，在起重機上有著廣闊的應用前景。
2. 三相異步電機的矢量控制原理
三相異步電機是一個多變量、時變、非線性、強耦合的系統，要分析其微分方程組是十分復雜的。采用標量控制的策略，其控制效果不是十分理想，為了從根本上解決上述問題，研究學者們提出了交流電機的矢量控制思想，矢量控制是為了改善轉矩控制的性能，通過對定子電流的控制，進而實現對電磁轉矩的控制。其基本原理是：利用坐標變化原理把交流電機模擬成直流電機進行控制，在磁場定向坐標上，把電流矢量分解成勵磁電流分量和轉矩電流分量，并使兩個分量互相垂直，彼此獨立，然后分別進行調節控制[2]，其關鍵是對電流矢量幅值和空間位置（頻率和相位）的控制。通過檢測或估計電機轉子磁通位置及幅值來控制定子電流和電壓，電機的轉矩便只和磁通、電流相關，這樣便與直流電機的控制相似，可以獲得高質量的控制性能。
3. 三相異步電機的矢量控制策略分析
整個矢量控制系統由整流和逆變模塊、SVPWM調制模塊、位置和速度估算模塊以及速度和電流環PI控制調節等五大模塊組成。
具體控制過程是：通過對定子三相其中兩相電流的檢測，得到電流 和 ，然后經過Clarke變換、Park變換，得到M-T坐標系下檢測電流 、 。再通過編碼器模塊得到電機轉速，將電機的給定速度與電機實際轉速相比后，作為速度PI的輸入，經調節輸出T軸電流給定值 。M軸電流給定 ，M、T軸電流分別與各自的實際檢測值相比較后，分別經電流PI調節，輸出MT軸電壓 和 ，再經過Park逆變化后，得到兩相靜止坐標下的電壓值 及 。之后便是要確定 及 的合成矢量位于空間電壓矢量所圍成的六個扇區中的哪一個扇區內，選擇合適的零矢量并計算該扇區內相鄰兩電壓矢量以及零矢量各自占用的時間[3]。從而設定DSP中相應事件管理器各寄存器的值，輸出六路PWM驅動IGBT，產生頻率和幅值可變的三相正弦電流，驅動電機，實現完整的速度FOC控制。控制系統框圖如圖1所示。
圖1 異步電動機的矢量控制系統框圖
4.1 起重機電機驅動系統的硬件設計
整個矢量控制硬件系統主要由主電路，控制電路和輔助電路構成。主電路由整流濾波電路、逆變電路和異步電機組成。逆變電路由六個IGBT功率開關完成功率的轉換，為了保護系統的核心器件，功率驅動電路采用了光耦隔離驅動方式。控制電路以TI公司的TMS320F2812為核心芯片，主要完成電機的電流環、速度環的控制及相關算法的實現。輔助電路主要是相電流檢測電路、直流側母線電壓檢測電路，以及一些電源電路組成[4]。其整個系統硬件原理圖如圖2所示。
圖2 三相異步電機的驅動系統硬件結構圖
4.1 驅動電路的設計
系統采用三相全橋式控制驅動電路，采用的IGBT是Fairchild（仙童）公司的FGA25N120，最高電流可達25A，最高電壓可達1200V，其供電電壓是15V。圖中Q1-Q6是6個IGBT，IGBT1_H～ IGBT3_H是上橋臂驅動信號，IGBT1_L～ IGBT3_L是下橋臂驅動信號。
4.2 橋臂驅動電路的設計
對于由功率開關器件組成的逆變器，門極驅動和保護系統顯得尤其重要。門極驅動裝置，除了提供開關信號，還應盡可能地保護器件，避免出現管子燒壞的現象。本設計系統中選用了美國IR公司的集成驅動芯片IR2110S來驅動功率開關，可以獨立驅動一個橋臂的上下兩個功率管，芯片具有一個制動輸入信號SD，當過流或是上下橋臂同時導通時，此信號為高電平，封鎖PWM的輸出，實現器件的保護[5]。在驅動電路中，為了保護驅動芯片，采用光耦隔離方式來控制IR2110S。采用的是6N137光耦合器，是一款用于單通道的高速光耦合器，具有溫度、電流和電壓補償功能，高的輸入輸出隔離，與LSTTL/TTL兼容。其中一個橋臂驅動電路如圖4所示。
圖3 三相全控橋電路
圖4 單橋臂驅動電路
5. 起重機電機驅動系統的軟件設計
矢量控制算法在定時器的下溢中斷函數中完成，切入閉環控制后，先執行相電流AD采樣函數，把其中的兩相相電流賦值給Clarke和Park模塊中對應的參數，然后在速度環采樣周期中估算當前電機的轉速，對給定速度和反饋速度之差進行速度環的PI調節，其PI調節器輸出結果作為T軸電流PI調節器的電流參考值，之后對M軸和T軸電流進行PI調節，其結果通過相應的函數計算處理后賦值給通用定時器的比較寄存器CMPR1，CMPR2，CMPR3，確定下一個開關周期的占空比，最后由全比較器輸出6路極性兩兩相反、死區時間可調的PWM波。全數字控制系統的總體軟件流程如圖5所示。
圖5 總體軟件控制流程圖
6. 結論
試驗表明，本文設計的起重機電機矢量變頻調速控制系統，通過設定系統軟件的參數，使起重機可根據負載重量的變化自動切換起升工作速度和實現大、小車行走速度的平滑調節，減小了起重機各運行機構的起制動沖擊，同時在一定程度也減少了工作時的振動和噪音。整個調速控制系統運行效率高、發熱損耗少，節能效果良好。
參考文獻
[1] 王小明，盧志強. 起重機變頻調速控制技術[J].機械工程與自動化，2009（5）：186-187.
[2] 李祥峰. 基于TMS320F2812全數字永磁同步電機伺服系統的研究與設計[D]. 山東： 山東大學， 2009：23-24.
[3] 顧軍.基于DSP的永磁同步電機無傳感器矢量控制系統研究[D].南京：南京航空航天大學，2006：22-23.
[4] International Rectifier. IR2110SPbF/IR2113SPbF high and low side drive[J]. 2005， 1-2.
[5] 王慶龍.交流電機矢量控制系統滑模變結構控制策略研究[D]. 合肥： 合肥大學，2007：82-86.
關鍵詞：斬波調壓器；IGBT；PWM；Verilog HDL；
中圖分類號：TM423 文獻標識碼：A 文章編號：1006-8937（2013）05-0040-02
隨著電子技術的飛速發展，電子系統的設計理念和設計方法發生了深刻的變化，EDA技術成為現在電子設計技術的有力工具。它將以前“電路設計+硬件焊接+調試”轉化為“功能設計+軟件模擬+仿真”的模式。利用EDA 開發平臺，采用可編程邏輯器件CPLD/FPGA 使得硬件功能可通過軟件編程的方式來實現。這種設計方法使設計者大大減輕了電路設計的工作量和難度，增強了設計的靈活性，有效地提高了工作效率。
本文就是利用EDA開發平臺，實現基于IGBT器件的交流斬波調壓器中PWM波的控制。這種基于IGBT器件和PWM控制的交流調壓器，相比于傳統的變壓器調壓和可控硅調壓，不僅負載適用面廣，同時在很大程度上降低了對電網的污染，大大改善了交流電壓調節器的性能，迎合了目前國家提倡的多元化照明和節能減排的要求。
1 交流斬波調壓器的控制原理
交流斬波調壓電路就是以比輸入電源高得多的頻率，周期性使電路中的受控開關器件導通和關斷，以此來改變開關導通的占空比，從而達到調節輸出電壓大小的目的。目前比較典型的交流斬波調壓電路主要有單管反串聯交流斬波式調壓電路、關交流斬波式調壓電路和單管雙向開關交流斬波式調壓電路等。其中單管反串聯交流斬波式調壓電路的IGBT采取單管反串聯連接方式，使其雙向受控器件具有“共地”端，簡化了受控器件的驅動電路，使PWM波便于控制。
單管反串聯交流斬波式調壓電路如圖1所示。圖中VG1a、VG1b、VD1a和VD1b構成雙向斬波開關S1，VG2a、VG2b、VD2a和VD2b構成雙向續流開關S2。由于交流斬波調壓對象是交流電壓，電路對正負半波電壓要求均能進行調制，故S1和S2開關器件均為雙向開關。其中VG1a、VG1b、VG2a和VG2b由IGBT可控開關器件構成。其主要控制過程為：S1導通，S2關斷，電源通過S1開關向負載提供能量；S1關斷，S2導通，負載通過S2開關構成續流回路。
電路中的S1，S2在運行過程中必須嚴格遵守以下兩點：任意時刻S1與S2不能同時導通，否則造成電源短路，開關器件過流損壞；任意時刻S1與S2不能同時關斷，否則濾波電感電流沒有續流回路，產生很高的電壓，造成開關管過壓損壞。
斬波開關S1和續流開關S2的控制方式，即VG1a～VG2b可控開關的PWM控制方式主要有以下三種：互補控制方式、傳統非互補控制方式、帶電流檢測的非互補控制方式三種。經研究發現：互補調制模式一般應用于電阻性負載場合，電感性負載勉強可以使用，而電容性負載電壓畸變嚴重，不是很實用；非互補調制模式適用于電阻電感性負載，電容性負載存在一定的失控區；帶有電流檢測的非互補調制模式則可以很好的適用于電阻、電感、電容等各種類型的負載，同時避免了斬波開關和續流開關換相過程中引起的過電壓。
因此，本設計選用帶電流檢測的非互補調制模式控制單管反串聯交流斬波式調壓電路。表1為帶電流檢測的非互補信號的控制邏輯。
表1中區間的劃分依據為電壓與電流的極性關系，根據極性關系可劃分四個區，每個區各個IGBT開關對應不同的控制邏輯。其中“1”表示IGBT門極施加驅動信號；“0”表示IGBT門極信號封鎖；Ug、表示斬波開關與續流開關的PWM驅動信號。
2 PWM控制方式的FPGA實現
2.1 控制電路圖
根據帶電流檢測的非互補信號的控制邏輯，在EDA開發工具QuartusII軟件中輸入設計文件，繪制頂層圖，如圖2所示。
電路圖中主要包括四個模塊：分頻電路模塊、A/D采樣電路控制模塊、電壓電流相位判斷模塊以及PWM產生模塊。
①分頻器模塊。根據負載特性和開關管工作效率兩個方面的因素，PWM的開關頻率可選為20 kHz，A/D轉換芯片ADC0809的典型工作頻率為640 kHz，故圖中分頻器模塊主要用于產生20 kHz和640 kHz時鐘信號。
②A/D采樣電路控制模塊。A/D轉換選用的芯片為ADC0809，該芯片是8位A/D轉換器，可控制8路模擬信號的轉換，完成一次的轉換時間約為100 us。轉換前根據通道選擇地址，選擇某一輸入端的模擬信號，然后啟動轉換，等待轉換結束信號，輸出相應的數字量。該部分控制邏輯可采用狀態機的方式實現，由初始化狀態、啟動采樣狀態、轉換等待狀態、轉換結束狀態以及數據讀取狀態組成。
③電壓電流相位判斷模塊。該模塊主要針對輸入的電壓數字量和電流數字量進行相位判斷，若電壓為正，電流為負，設為I區（3′b001）；電壓為正，電流為正，設為II區（3′b010）；電壓為負，電流為正，設為III區（3′b011）；電壓為負，電流為負，設為Ⅳ區（3′b100）。
④PWM產生模塊。將電壓電流相位判斷模塊輸出的分區信號送入到PWM產生模塊中，按電流檢測非互補控制方式生成IGBT開關管的驅動控制信號。
2.2 模塊仿真
對PWM控制電路中的各模塊電路與總電路進行仿真，其中PWM產生模塊的仿真波形如圖3所示。
由仿真波形可以看到：當分區信號為3′b001（I區）時，Vg1a=0，Vg1b=1，Vg2a=反相PWM波，Vg2b=1；分區信號為3′b010（II區）時，Vg1a=PWM波，Vg1b=1，Vg2a=0，Vg2b=1；III區和IV同理可得。通過數據比較可以發現，四路驅動信號與表1中的控制信號一致，符合設計要求。
3 結 語
本文利用FPGA實現對交流斬波調壓電路中PWM的控制，與傳統的PWM專用控制芯片實現方式相比，結構簡單，可靠性高，而且FPGA它所具有的靜態可重復編程和動態在系統重構的特性，使得設計更加靈活，同時也降低了開發成本。
參考文獻：
[1] 周劍.基于DSP的道路照明節電器的設計[D].遼寧：大連交通大學，2009.
[2] 侯剛.斬波式交流調壓電路結構比較分析[J].電工電能新技術，1995，（2）：30-33.
[關鍵詞]雙向半橋電路；小信號模型；電流模式控制；
中圖分類號：O213.1 文獻標識碼：A 文章編號：1009-914X（2014）36-0016-02
引言
雙向半橋電路是一種非隔離的雙向DC/DC電路，廣泛應用于高壓母線低壓電池的充放電。從電流流向上來說這種電路可以看成是BUCK電路與BOOST電路的組合電路。
1.電路分析及參數設計
預期參數為：電池電壓U1=48V；母線電壓U2=480V；輸出電壓紋波ΔU2 =0.5%U2；電感電流IL=20.8A；輸出電流IBUS=2.08A；輸出電流紋波ΔIBUS=20%IBUS；開關頻率=20kHz；
雙向非隔離半橋型DC/DC變換器由兩支IGBT，兩支電容器以及一個電感組成。規定U1為蓄電池端，U2為母線端。放電時能量從電池端流向母線端，電容C1、儲能電感L、開關管G1內置的二極管D2及濾波電容C2組成Boost電路。控制方法為驅動一支IGBT時，利用互補的驅動波形去驅動另一只IGBT。
2.升壓放電控制方式的設計
升壓放電電路采用雙閉環控制方式，以控制器輸出電壓作為反饋信號進行閉環控制。給定輸出電壓Vref與實際輸出電壓比較得到誤差，經過PI調節器得到電流環給定電流Iref。給定電流Iref與實際控制器輸出電流比較得到電流誤差，經過PI調節器送給PWM波控制器產生驅動波形。驅動波形經過隔離驅動控制IGBT開通與關斷，進行DC/DC升壓變換，實時的改變占空比來調節控制器輸出電流進而控制輸出電壓達到目標電壓。
對于這種雙環控制的電路先設計以電感電流瞬時值控制的電流內環，再設計以電壓平均值控制的電壓外環。設計電流內環需要求出電路的小信號模型，具體實現方法如下：首先根據平均開關模型，變換器的開關網絡可以使用受控源替代：
受控壓源以及受控電流源的開關周期平均值為：
運行該程序會出現根軌跡圖和開環的bode圖，將根軌跡圖關閉后會發現系統是一個不穩定的系統，需要引入補償網絡來實現串聯校正。常規的補償網絡是通過PI調節電路的傳遞函數確定。本文中控制是基于DSP的方式進行，使用PI調節可以實現對階躍輸入信號的無靜差控制。只需要求出kp、ki值即可。
在sisotool中幅頻曲線中零點附近添加極點，在諧振峰右側添加零點，將極點歸零并將幅頻曲線上移，使幅頻曲線的過零點在諧振峰右側。調整零點位置使幅頻曲線近似為圖中所示，通過設置將S域轉換為Z域，采樣時間為2.5e-5s。
得出
參考文獻
關鍵詞:IGBT;TDC-GP2;導通延遲時間;測量
中圖分類號:TN710文獻標識碼:A
文章編號:1004-373X(2009)20-017-03
Measurement of Interval for IGBT′s Close Delay Time
XIAO Guangda1,2,LI Haitao2,MA Xuelin1,YAN Zhongming1,DONG Liang1,WANG Yu1
(1.Superconductivity R}D Center,Southwest Jiaotong University,Chengdu,610031,China;
2.MOE Key Lab of Magler Technology and Vehicle,Southwest Jiaotong University,Chengdu,610031,China)
Abstract:IGBT as an important role in the high power electronics field,because of its excellent performance enables such as high input impedance,rapid pace of on-off,small voltage losing of close,there is some difficulty to measure the interval for IGBT′s delay time.TDC-GP2 that is a CMOS chip for measuring a brief interval,and a system to measure the brief interval that about the IGBT′s close delay time are introduced.
Keywords:IGBT;TDC-GP2;close delay time;measurement
0 引 言
絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)是GTR和MOSFET的一種新型復合器件[1],自問世以來就以輸入阻抗高,開關速度快,通態壓降低,阻斷電壓高,承受電流大等優點成為當今功率半導體器件中的主流開關器件,并廣泛應用于多領域的工程實踐當中。目前,IGBT的導通延遲時間可以達到幾百納秒,甚至更低。但在某些對器件時間特性要求較高的工程應用中,需要更精確地確定IGBT的導通延遲時間。因而高精度的測量時間間隔是測量領域一直關注的問題。本文從精簡結構,同時兼顧精度的角度出發,提出一種基于時間測量芯片TDC-GP2來精確測量IGBT導通延遲時間系統,用于測量IGBT的導通延遲時間,實現簡單且成本低的一種較為理想的測量方案。
1 TDC-GP2的特性分析
TDC-GP2是德國ACAM公司繼TDC-GP1之后新推出的一款高精度時間間隔測量芯片[2]。與前代芯片相比,具有更高的精度、更小的封裝和更低的價格,更適合于低成本工業應用領域。TDC-GP2內部結構,如圖1所示。
圖1 時間測量芯片TDC-GP2內部結構圖
該系統主要由脈沖產生器、數據處理單元、時間數字轉換器、溫度測量單元、時鐘控制單元、配置寄存器以及與單片機相接的SPI接口組成。在實際應用中,由于TDC-GP2的功耗很低,使得TDC-GP2的輸入/輸出電壓(工作電壓)為1.8～5.5 V,核心電壓為1.8～3.6 V,所以可以采用電池供電,使用方便。同時單片機由4線的SPI接口相連,可以把TDC-GP2作為單片機的一個設備來操作。通過內部ALU單元計算出時間間隔,并將結果送入結果寄存器保存起來。通過對TDC-GP2內部寄存器的設置,可以多次采樣并將結果保存。
TDC-GP2是基于內部的模擬電路測量“傳輸延時”來進行的,是以信號通過內部門電路的傳播延遲來進行高精度時間間隔測量的。TDC-GP2時間間隔測量原理如圖2所示。
圖2 TDC-GP2時間間隔測量原理
START信號與STOP信號之間的時間間隔由非門的個數決定,而非門的傳輸時間可以由集成電路工藝精確的確定。同時,由于門電路的傳輸時間受溫度和電源電壓的影響比較大,因而該芯片內部設計了鎖相電路和標定電路。
在時間測量芯片TDC-GP2的測量范圍1中,兩個STOP通道共用一個START通道。每個通道的典型分辨率為50 ps,每個STOP通道都可以進行4次采樣。具有15 ns間隔脈沖對的分辨能力,測量范圍為2.0～1.8 μs,每個通道都可以選擇上升沿或下降沿觸發。ENABLE引腳提供強大的停止信號產生的功能,可測量任意兩個信號之間的時間間隔[3]。
2 IGBT導通延遲時間測量的原理
IGBT導通延遲時間的精確測量[4],是通過測量IGBT的控制信號、驅動信號和導通電流信號間的時間間隔得到的,流程圖見圖3。通過信號處理隔離電路將控制信號、驅動信號和導通電流信號輸入時間測量芯片TDC-GP2。其中,IGBT的控制信號作為時間測量芯片TDC-GP2的START端口輸入,驅動信號和IGBT的導通電流信號作為STOP1和STOP2端的兩個脈沖輸入。由此可得START與STOP1端口的時間間隔為控制信號與驅動信號的延遲時間;START與STOP2端口的時間間隔為控制信號與IGBT導通信號的延遲時間,兩者的時間差即為IGBT相對于驅動信號的導通延遲時間。
3 IGBT延遲導通時間測量系統設計
3.1 測量系統硬件設計
系統主要由脈沖信號取樣器、脈沖輸入信號整形電路、TDC-GP2測量電路、AT89S52單片機、液晶顯示電路、電源電路、時鐘電路組成[5,6]。TDC-GP2的每個測量通道都提供一個使能引腳,可獨立地設置這兩個引腳進行通道選擇。TDC-GP2需要一個2～8 MHz的高速時鐘進行校準用。TDC-GP2只是在進行時間測量時才必須用振蕩器,且能夠自動控制振蕩器的開啟時間。
圖3 IGBT導通延遲時間測量的流程圖
整個系統的硬件電路連接如圖4所示。
圖4 測量系統硬件電路連接圖
整個系統分為單片機系統模塊、TDC-GP2測量模塊和顯示模塊三部分。TDC-GP2作為系統測量核心單元,可直接對信號時間間隔進行測量,并通過單片機處理后將時間間隔數值在液晶顯示器上顯示。與常用的測量方法相比,該方法所需器件少,電路結構簡單,功耗低。
3.2 測量系統軟件設計
測量單元由START信號觸發,接收到STOP信號后停止。由環形振蕩器的位置和粗值計數器的計數值可以計算出START信號和STOP信號之間的時間間隔,測量范圍可達20位。在3.3 V和25 ℃時,GP2的最小分辨率是65 ps,RMS噪音約是50 ps(0.7 LSB)。溫度和電壓對門電路的傳播延遲時間有很大的影響,通常通過校準來補償由溫度和電壓變化引起的誤差[7]。在校準過程中,TDC 測量一個和兩個校準時鐘周期的時序如圖5所示,其測量范圍受計數器大小的限制:tyy=BIN×26 2241.8 μs。
圖5 TDC-GP2芯片工作時序圖
初始化之后,TDC-GP2高速測量單元接收到START脈沖后開始工作,達到設置的采樣數或者遇到測量溢出后才停止工作。軟件設計的重點在于根據需要設置TDC-GP2的工作模式和讀取其內部的測量數據。在測量結尾,ALU 開始依照HIT1 和HIT2 的設置處理數據并把結果送入輸出寄存器[8]。
如果不進行校準,ALU 傳輸16 位原始數據到輸出寄存器;如果進行校準,則ALU傳輸32 位的固定浮點數到輸出寄存器。然后通過單片機AT89S52處理后,在液晶顯示器讀取時間間隔數據,其測量流程如圖6所示。
4 結 語
該系統充分利用TDC-GP2的優良特性,通過其高精度時間間隔測量功能實現了IGBT導通延遲時間間隔的測量。該系統測量范圍為2.0 ns～1.8 μs ,其主要性能指標能滿足測量IGBT導通延遲時間的要求,具有一定的實用價值。由于IGBT導通的電流信號是納秒量級的高頻信號, 因此在后續電路設計中,將進一步提高系統的抗干擾能力,以滿足測量導通延時時間間隔的需要[9]。另外,單片機的工作頻率較低,為了進一步提高該系統的工作速度,甚至增加更多的附加功能,可以考慮用工作頻率更高的控制芯片作為系統的控制核心;同時也可以通過使用更高精度的時間間隔測量芯片來提高測量精度[10]。
圖6 測量系統軟件設計圖
參考文獻
[1]張國俊,王剛.IGBT的發展情況及特點分析[J].微處理機,2003(3):1-3.
[2]TDC-GP2 Universal 2 Channel Time-to-Digital Conver-ter.ACAM-Messelectronic,2007.
[3]孫杰,潘繼飛.高精度時間間隔測量方法綜述[J].計算機測量與控制,2007,15(2):145-148.
[4]仲峰,萬莉萍,岳宇軍,等.高精度時間測量芯片TDC-GP2在激光測距中的應用[J].工業控制計算機,2007,20(4):69-72.
[5]李志勇,王輔忠,張海明,等.利用TDC-GP2優化脈沖激光測距系統性能[J].蘭州大學學報:自然科學版,2008(Z1):89-92.
[6]鄧星部,陳勇.時間間隔測量芯片TDC-GP1在頻率測量系統中的應用[J].新特器件應用,2008(9):7-9.
[7]盧澤民.時間間隔測量系統用于用于激光測距及其誤差淺析[J].紅外與激光工程,2001(1):37-39.
[8]彭仕玉,張國云.提高相位激光測距精確度的研究[J].岳陽師范學院學報:自然科學版,2002(2):70-72.
1有限雙極性控制
全橋逆變器采用的是絕緣柵雙極晶體管，控制方式為有限雙極性控制[4]，如圖2所示。全橋逆變器的工作原理為：接通任一橋臂的兩個絕緣柵雙極晶體管，如IGBT1和IGBT3，接通時間ton，其值為DTs/2，（D為占空比，Ts為交替接通周期）。另一橋臂的晶體管IGBT2和IGBT4依次接通Ts/2。除IGBT1與IGBT4同時接通或IGBT2與IGBT3同時接通外，高頻變壓器的一次電壓和輸出電壓均為零。受負載電感的影響，負載處在一個交替接通周期內可以形成穩定的恒定電流。脈寬調制脈沖的寬度和負載的性質共同決定了負載電流的大小。在晶體管IGBT2和IGBT4的脈寬調制波形設置一個死區時間，以防所有開關管同時接通而產生短路。輸出電流的調節通過IGBT1和IGBT3驅動信號的脈寬調節。
2數字脈寬調制
作為逆變電路的核心，輸入信號經脈寬調制器與給定值比較后，轉變為具有一定占空比的脈沖信號輸出并驅動電路，進而對整個逆變電源的輸出進行調整和控制。數字信號處理器中自帶有脈寬調制模塊，該模塊中具有8個I/O引腳，組成編號為PWM1H/PWM1L、PWM2H/PWM2L、PWM3H/PWM3L、PWM4H/PWM4L的4個高/低端引腳對，并分別由4個占空比發生器控制。I/O引腳對低端與高端的狀態在負載互補時恰好相反。脈寬調制模塊具有4種工作模式，能夠實現有限雙極性控制。數字脈寬調制流程如圖3所示，其工作模式由脈寬調制時基控制寄存器設定。引腳對PWM1H/PWM1L設置為遞增/遞減模式時，可以控制全橋逆變器中的晶體管IGBT2和IGBT4；引腳對PWM2H/PWM2L設置為雙更新模式時，可以控制全橋逆變器中的晶體管IGBT1和IGBT3。無論何種工作模式，脈寬調制的定時周期均通過控制寄存器實現。IGBT2和IGBT4的占空比由占空比寄存器1設定，并在有限雙極性控制模式下設置為1；IGBT1和IGBT3的占空比由占空比寄存器2設定，并在有限雙極性控制模式下不斷更新，其更新數據由PI控制模塊根據反饋電流或電壓計算得到。脈寬調制時基控制寄存器的值在實時控制過程中不斷增加，并不斷與占空比寄存器的值進行比較，直至兩者相等時輸出脈寬調制信號，并通過設置置位比較控制寄存器將輸出信號分為低有效和高有效。通過設置脈寬調制模塊自帶死區時間發生器的控制位，可以為PWM1H/PWM1L的死區時間設置插入位置和大小。2.3PI調節對于對象為慣性環節或滯后環節的連續控制系統，理想的控制方法是比例+積分（PI）控制，以保證系統穩定后不會出現穩態誤差。由于高頻逆變電源的對象為二階慣性環節，因此適于采用增量式PI控制[5]。在由數字信號處理器控制的逆變電路中，采用軟件得到的高頻方波信號具有精準的占空比和頻率，如圖4所示。圖中Ig和If分別為基準電流和實測電流，e為兩者的差值，即電流偏差，Ig為數字信號處理器產生的方波電流。PI調節的執行機構和控制對象分別為脈寬調制模塊和全橋逆變電路。即將電流偏差e輸入PI控制器，由脈寬調制模塊輸出脈沖信號，以調節逆變電路的交替接通，進而控制電流。
3實驗研究
該點焊實驗以自制的高頻逆變電路為電源，實際負載采用電阻箱，逆變電路采用有限雙極性控制功率，電壓波形如圖5所示。三段焊電流具有緩慢升降的作用，可用于復雜動態焊接過程，提高焊接工藝水平。三段焊電流的實現通過三個不同參數的設置實現，如圖6所示。電流波形的電流和時間分別設置為：1.0kA、6.5ms，1.5kA、7.0ms，2.0kA、8.0ms。跡示教的軌跡存儲功能，能夠完成不規則焊縫的多層多道焊接。（3）進行了盾體焊接及切割試驗，獲取了相應的試驗數據，驗證了所研發焊接/切割機器人應用于盾體焊縫自動焊接及切割的可行性。
作者：劉曉芳趙紅梅單位：河南城建學院
